WIFI性能测试讲解

PAGE8PAGE实用文档WIFI开发及调试细节讲解大纲：第一章WIFI测试内容第二章测试仪器第三章（2.4G/5G)WIFI测试流程(IQ举例）IQ设备基础配置发射功率测试TXPower发送信号频谱模板测试TransmitSpectrumMask频率误差测试FrequencyError矢量误差幅度测试EVM频带边缘以及谐波测试BandEdgesandHarmonics频谱平坦度测试SpectralFlatnessTX上升/下降时间测试PowerOn/OffRamp接收灵敏度测试ReceiverSensitivity接收最大输入信号电平测试ReceiverMaximuminputlevel邻道抑制测试ReceiveAdjacentChannelRejection吞吐量测试ConductiveThroughputOTA测试WIFI测试内容WIFI测试内容包括：发射功率TransmitterPower发送信号频谱模板TransmitSpectrumMask频率误差FrequencyError矢量误差幅度EVM频带边缘以及谐波BandEdgesandHarmonics频谱平坦度SpectralFlatnessTX上升/下降时间PowerOn/OffRamp接收灵敏度ReceiverSensitivity接收最大输入信号电平ReceiverMaximuminputlevel邻道抑制ReceiveAdjacentChannelRejection吞吐量ConductiveThroughput测试仪器WIFI常用测试仪器有:LightPoint公司生产的IQ系列，如IQview/nXn矢量信号分析仪器CMW500功率计（2.4G/5G)WIFI测试流程(IQ举例）IQ设备基础配置及操作步骤：通过IE浏览器访问IQxel：

需要将控制仪器的PC和IQxel的IP地址设置在同一个网段选择Tools界面，再点击PortRoutingPortRouting对话框点击Pathloss界面：

TXTest端口选择VSA；

RXTest端口选择VSG.选择PathlossSetup界面：

设置频点，线损值；点击Apply并Refresh.发射功率测试TXPowerTXpower规范指标中国及欧洲≤20dBm;

日本≤22dBm

北美≤30dBm国内指标可理解为：天线增益≤10dBi时，≤100mW（20dBm）天线增益≥10dBi时，≤500mW（27dBm）IQ仪器测试举例测试Txtest-11b(DSSS)仪器操作说明：Settings界面：standardsFamily选择DSSS（直接序列扩频）备注：Setting页面是设置仪器捕捉波形模式，11b选择DSSS，11a/g/n/ac选择OFDM。扩频方式（调制技术）：DSSS直接序列扩频OFDM是OrthogonalFrequencyDivisionMulTIplexing的缩写，即正交频分复用FHSS跳频扩频Hardware界面：Frequency选择待测板子所在频段（待测板子用wlcmd指令控制发射）备注：Hardware页面中需要设置测试中心频点，最大电平，采样带宽和触发模式（大部分默认设置即可）Results界面：选择你要查看的测试结果点击TxQuality即可查看TXPower以下界面可以查看EVM及频谱模板等参数测试Txtest-11g/11a/11n/11ac(OFDM)IQ仪器操作说明：IQVSA界面参数说明TXpower测试数据评估原则：发射功率，在满足频谱模板和EVM指标前提下，其发射功率越大说明其线性度越好，则表示无线覆盖范围更大。发送信号频谱模板测试TransmitSpectrumMask无线频谱模板用于测试产品发送信号时，对其相邻信道的干扰度TxPower满足要求的前提下，频谱低于模板为合格，余量越大说明产品性能越好频谱模板图频谱模板图分析：备注：11ac及11ax的频谱模板可从测试仪器中调出。模板是仪器自带参数参数设置：（这些很少会去配置）

Span110MHz

RBW100KHz（分辨率带宽）

VBW100KHz（11b视频带宽）

VBW30KHz（11a/g/n）

Sweeptime500ms仪器设置：

在Result界面的Spectrum点击后，即可查看待测板子的频谱模频谱模板扩展学习频谱是频率谱密度的简称，是频率的分布曲线。复杂振荡分解为振幅不同和频率不同的谐振荡，这些谐振荡的幅值按频率排列的图形叫做频谱图。频谱将对信号的研究从时域引入到频域，从而带来更直观的认识。

频谱的作用：测试信号的频域分析是把信号的幅值、相位或能量变换以频率坐标轴表示，进而分析其频率特性。对信号进行频谱分析可以获得更多有用信息，如求得动态信号中的各个频率成分和频率分布范围，求出各个频率成分的幅值分布和能量分布，从而得到主要幅度和能量分布的频率值。简单地说，从频谱中可得知信号的主要幅度和能量分布，也可得知信号所产生的能量泄露和非线性失真。正常频谱模板

频谱模板：表示不同射频类型的频谱分布标准。信号正常的频谱比频谱模板低。频谱模板分析干扰•杂散干扰：

杂散辐射落入到系统的接收频段内造成的干扰。•邻道干扰：

相邻频道功率落入接收频段内造成的干扰，称为邻道干扰。• 带外干扰：

谐波或杂散辐射在接收有用信号的频段外造成的干扰，称为带外干扰。• 非线性失真：

由电子元器特性，曲线的非线性所引起，使输出信号中产生新的谐波成分，改变了原信号频谱频率误差测试FrequencyError频偏相关参数有3个，看指标主要看ppm频率误差定义（FrequencyError）：

表征射频信号偏离该信号所处信道中心频率的大小，单位PPM。PPM的计算公式频偏规范标准≤±25ppm（802.11b）

≤±20ppm（802.11g/a/n)

≤±20ppm（802.11ac）

≤±20ppm（802.11ax）相位噪声小于3Deg频偏调试晶振电路设计（晶体无极性，晶振分正负GND）晶振负载电容计算：

CL=[C1*C2/(C1+C2)+Cstray]

备注：Cstray(寄生电容2-5pF)

C1，C2为电路中所用到的并联谐振的负载电容频偏校准环境：屏蔽房、屏蔽箱影响频偏的因素• 有晶振及晶振负载电容的选型• PCB板晶振部分的走线及地孔的处理等频偏调试• 调整晶振两侧的对地调节电容可以调节频偏• 若频偏为正的，⽐比如+60ppm，则要加⼤大电容• 若频偏为负的，⽐比如-60ppm，则要减⼩小电容• 一般情况下，两个电容相同，且应该同时加大减小也可以微调单侧，频偏校正到满足规范• 经验值用的比较多的是pF级，如wifi有用10pF的IQ仪器设置：

测试频偏FrequencyErrorResult界面点击FrequencyError即可查看频率曲线，理想频率稳定时间小于5us电源通电产生频率脉冲矢量误差幅度测试EVM误差向量幅度定义（EVM）:

EVM是errorvectormagnitude的缩写，他表征的是一个给定时刻理想无误差基准信号与实际发射信号的向量差。EVM理论计算EVM（dB）=20log（EVM（%））EVM分析概述：

是考量调制信号质量的一种指标，单位为dB。EVM越小，信号质量越好。

引起EVM差的原因很多：Gainmismatch、相位噪声、群延时、频率误差、压缩等。

而EVM测试结果可能由于相位捕获、信道估计、频率同步、数据帧均衡等设置不同而不同。EVM规范标准802.11a/gEVM标准802.11nEVM标准802.11a/g/n/acEVM标准802.11ac标准802.11axEVM标准802.11axEVM详细标准IQ仪器设置：

Result界面点击EVMEVM调试理论知识SNR与EVM曲线图信号发生器的EVM设置• 为了确保能够评测测器件的EVM性能，您所使用的信号发生器的EVM性能还要比待测器件的EVM性能好5至10dB。• 例如，802.11ax发射机EVM标准要求1024QAM的EVM达到-35dB。对于在设计验证中使用的信号发生器，其剩余EVM本底应低于-45dB。不过，在生产测试中，EVM性能小于-40dB就己经非常好了。• 802.11ax星座图和误差概览IQ调制原理讲解I/Q理论知识•I：in-phase表示同相•Q：quadrature表示正交，与I相位差90度。IQ调制理论讲解基本的调制方案包括幅度、频率和相位调制。调制信号可以使用幅度和相位（矢量）的极坐标来表示。

I/Q调制由于频谱效率较高，因而在数字通信中得到广泛采用。

IQ调制使用了两个载波，一个是同相(I)分量，另一个是正交(Q)分量，两者之间有90°的相移(见图1）。I/Q调制的主要优势是能够非常轻松地将独立的信号分量合成到一个复合信号中，随后再将这个复合信号分解为独立的信号分量。

在数字发射机中，丨信号和Q信号通过同一个本地振荡器(LO)混合，不过这个本振在其中一条LO路径上放置了一个90°的移相器（见图2）。这个90°的相移使I信号和Q信号彼此正交，互不干扰。I就是cos(b),Q就是sin(b)；对这两个信号进行组合：

cos(b),sin(b)

cos(b),-sin(b)

-cos(b),sin(b)

-cos(b),-sin(b)

这个就是IQ信号的四相调制了。IQ调制方案•矢量信号的变化在I/Q图上可以用幅度、相位、频率或这些指标的组合来表示。这些幅度和相位的变化产生了不同的调制格式。由于数据是用二进制传输的，星座图中的点数必须为2的幂。•最基本的数字调制格式为：

PSK（相移鋰控）

FSK（频移繾控）

ASK（幅移繾控）

QAM（正交幅度调制)I/Q减损•I/Q减损可能会在您的设计中突然出现。当出现这种情况时，您需要仿真这些减损，以便对您的设计进行强化测试，或对信号路径上的时间和幅度变化予以补偿。您的信号发生器能够生成I/Q减损。使用下列I/Q调整来仿真您所需要的减损。I/Q调整的使用情况与影响汇总请参见表•I/Q偏置：I信号和Q信号的直流偏置

正交角度：Q信号相位相对于I信号相位的偏移

I/Q偏移：I信号和Q信号之间的相对时延

I/Q增益平衡：相对于Q信号幅度的I信号幅度

I/Q相位：通过同时旋转|信号和Q信号，获得内部I/Q信道的绝对相位•I/Q调整的使用情况•除了I/Q调整之外，您还可以向载波添加相位噪声减损或AM/FM以仿真不完美信号，或向调制信号添加AWGN作为干扰源，以便您进行设计验证。数字调制类型一变量通信系统在基本调制方案中使用了三个主要变量。这些变量可以避免I/Q信号迹线通过零位（星座图的中心）,从而在功率效率上占据优势。•IQ调制变量IQ偏置调制：在ZigBee2450-MHz频段中使用OQPSK

差分调制：在蓝牙2.0+EDR中使用Π/4DQPSK

恒包络调制：GSM使用GMSK;Wi-SUN使用2-FSK•正交频分多路复用(OFDM)是另一种常用的调制方案。很多最新的无线和电信标准都采用了这种策略，例如数字广播、xDSL、无线网络、4G和5G新空口(NR)蜂窝技术。正交频分多路复用(OFDM)使用了多个重叠的射频载波。每个载波都在精心选择的频率上工作（这个频率与其他载波正交），并且采用了并行子载波方案，因此这种传输方案能鸲支持更高的比特率。此外，OFDM方案在频谱效率、灵活性和稳定度等方面都具有优势。星座图和符号星座图展示了QAM格式的可用符号。以16QAM格式为例，每个符号表示着四个二进制位的一种可能组合。对于这四个二进制位来说，总共可能有16个组合。换言之，每个符号表示着四位。

为了提高数据带宽，我们可以增加每个符号表示的位数，这样可以提高频谱效率。不过，随着星座图中符号数量的增加，符号间的距离开始变小。符号越来越接近，因此就越容易受到噪声和失真的影响，出现错误。图3展示了当从16-QAM格式变为64-QAM格式时，符号密度的增加。16-QAM和64-QAM格式的星座图沿PCB印刷线路上的I与Q信号通道产生的寄生电容与寄生电感的差异会导致I/Q失衡，

如果将Transceiver集成在IC内，将不存在走线的寄生电容和寄生电感差异。减损4个措施I/Q失衡（幅度、相位、群延迟）I/Q幅度失衡

使导频信号大都散布在I轴I/Q相位失衡

使导频信号大都散布在Q轴I/Q群延迟这种失衡通常与基带I与Q信号的PCB布局以及不同的印刷线路长度有关群延迟差异的影响取决于频率，对每个OFDM副载波的影响也不同拓展学习：数字接收机I/Q支路不平衡的时域补偿消除数字接收机同相与正交(I/Q)支路幅度和相位不平衡对数字接收机接收性能的影响，根据时域数据I/Q支路的功率与正交关系，零中频接收机I/Q支路不平衡参数估计和补偿方法。l/Q不平衡的数字补偿方法：基于训练的补偿方法例如一种采用频域训练序列的自适应均衡器，用于补偿DVB—T系统中的I/Q支路不平衡，然而在频率选择性衰落信道下，为了获得均衡器的系数，需要大量的训练序列；文利用WLAN系统中的同步码，在时域对I/Q不平衡参数进行估计和补偿，但它只能应用于特定的系统中；盲补偿方法采用盲信号分离技术，无需已知发送数据，但是复杂度高；本文则提出了一种基于正交频分复用(OFDM)频域未知数据的补偿方案。相位噪声•当信号与本振（LO）信号混合并从基带频率转换为RF频率时，相位噪声会进入到信号中。

LO相位噪声分配反映了频率合成器使用的参考晶体振荡器的频率稳定性、合成器锁相环（PLL)使用的压控振荡器（VCO）的频率稳定性以及频率合成器使用的PLL的环路带宽。

PLL对于晶体振荡器来说是低通滤波器，对于自激VCO来说是高通滤波器。

根据PLL的环路带宽，理想的合成器输出相位噪声频谱密度由以下因素决定：

低频偏移下较好的晶体振荡器长期稳定性；

高频偏移下较好的VCO短期稳定性；

带内PLL自身鉴相器与分频器所产生的带内噪声为基底。•相位噪声影响调制精度，与其它减损一样，也会影响EVM。•应该去除过多的相位噪声，因为过多的相位噪声可能是出现各种问题的征兆，比如：

晶体振荡器的噪声、电源噪声产生的寄生信号、电路板屏蔽不充分、送入频率合成器或混频器中的参考晶体振荡器信号电平不正确、其它设计、生产问题。•将过多的相位噪声确定为不良EVM成因的最佳途径就是检查相位噪声的能谱密度（PSD）。某些具有VSA能力的单机测试器，如LitePoint的IQview可以对WLAN调制信号进行相位噪声分析（频谱模板和星座图）。•例如：RF部分供电1.8V，如果收到其它高速信号线的干扰、本身文波太大都可能导致EVMFail。•频谱分析仪测相位噪声的原理频谱分析仪的本地振荡器（LO）都是由时钟参考源（通常是晶体振荡器）倍频而来的。没有那种参考源是绝对稳定的，它们都在某种程度上受到随机噪声的频率或相位调制的影响，这个影响程度随时间在变化。时间的稳定度可以分为两类：长期稳定度和短期稳定度，长期稳定度是指时钟频率偏离绝对值的多少，一般用ppm（百万分之一）来表示；短期稳定度是时钟相位瞬态的变化，在时域上称为抖动（jitter），在频域上称为相位噪声（PhaseNiose），表示为指相对于载波一定频偏处的1Hz带宽内能量与载波电平的比值，单位为dBc/Hz。在系统层面，相位噪声反映了仪器整个时钟环路的稳定度，数学部分的ADC与数字中频处理也会有影响，但是相位噪声最主要的影响因素仍是参考源及时钟环路。

现代频谱分析仪普遍基于外差（Heterodyne）接收机“频率选择”的结构，混频器将输入的射频信号和本振信号相乘然后滤波，得到变频后的中频信号。即使输入的射频信号是一个很纯净的正弦波，混频器也会将本振的相位噪声带入混频结果，形成一个具有相同相位噪声的中频信号。

并不是所有的测量都会受到相位噪声的影响，相位噪声和中频的能量是固定的比例关系，当信号电平远大于系统底噪时，这个相位噪声才会大于系统的底噪，那么它将就会明显的出现在载频的周围。在矢量信号分析中，信号的相位也包含着重要的信息，本振的抖动将恶化中频相位的信噪比，所以相位噪声对矢量信号的EVM也有着重要的影响。因此，当对包含了本振相位噪声的中频进行“峰值检测”时，相位噪声就会体现在测量结果中。在某个RBW下，距离这个频率很近同时幅度又高于系统显示平均噪声电平的另一个信号，虽然可被RBW在频率轴分辨出来，但仍会隐藏在相位噪声之下。相位噪声也是一种随机噪声，它和系统的显示平均噪声电平一样，随分辨率带宽的变化规律一致，若将分辨率带宽缩小10倍，显示相位噪声电平将减小10dB。

相位噪声只会影响载波附近的小信号的分辨，随着距离载波的频率而逐渐衰减，近端的相位噪声固然影响了频率分辨能力和幅度动态范围，但是当距离载波足够远时，远端的相位噪声会低于系统的显示噪声平均电平，这时就看不到相位噪声的影响了。在将参考源倍频得到本振的过程中，稳定度也将按倍频比例恶化，其结果是相位噪声变差，因此相位的标定通常要对应特定的测量频率，例如在500MHz、1GHz等频率点测量。典型的相位噪声曲线经常要提供多个频率点的情况，例如偏离1kHz、10kHz、100kHz分别给出测量值，便于横向比较。如何确定一台频谱分析仪的相位噪声呢？一般情况下常常关注的是近端相位噪声，也就是距离载频1MHz以内的相位噪声。使用一个高精度信号源（此信号源的相位噪声必须小于频谱分析仪的相位噪声）设置1GHz、0dBm的正弦波，频谱分析仪设置的RBW在合适的扫描时间例如1kHz，此时分别观察距离峰值10kHz、100kHz位置的差值，根据RBW归一化到1Hz即可得到在1GHz下偏移10kHz、100kHz的相位噪声水平。寄生信号与瞬态效应参考晶体振荡器与频率合成器VCO对电源噪声、DC-DC转换器开关噪声或未屏蔽信号特别敏感。

这种寄生信号与晶体振荡器或VCO之间的耦合会引入相位噪声，从而降低发射信号的质量。要隔离或确定会降低发射机性能的瞬态效应是非常困难的。

比如，RF功率放大器在有WLAN脉冲通信时打开，而没有通信时关闭已最大限度降低功耗。

当功率放大器在脉冲来临之前启动时，功率放大器将产生较大的电流并可能导致电源产生电压降或引起接地电流。

除非电路板的其它部分完全消除这些影响，否则他们会影响晶体振荡器或者频率合成器，引入瞬态频率误差与相位噪声而瞬时降低发射信号的质量。功率放大器通电所产生的这种频率推移以及振荡器对电源电压的敏感性会因其持续时间的长短而带来不利的影响。例如EVM值变化较大，也是发射频率可能受到瞬态误差影响的因素。信号饱和要将功耗降至最低并以最高的效率进行操作，RF功率放大器应在接近其饱和点的理想状态下进行操作。但除非功率放大器的平均输出功率减小（偏离满功率），否则不同的调制类型仍会将放大器推入其饱和区域并使信号饱和。与放大器饱和相关的非线性随后会导致谐波失真、互调失真、频率再生、交叉调制、SNR恶化、调制不准确。信号饱和度反映了功耗与信号质量之间的折衷，直接影响产品。如果饱和度过大，则会降低发射信号质量，如果饱和度过小，则可能需要昂贵的RF功率放大器以达到所需要的平均输出功率。802.11b/g采用的单载波M维移相键控（M-aryPSK）信号通常可在压缩的状态下进行操作，知道频谱再生引入邻信道干扰或超出了要求的频谱模板。

对于这种信号，压缩通常不会影响EVM到超过标准规定值或显著影响BER性能的程度。802.11a/g采用的多载波OFDM信号通常需要放大器更大程度的偏离满功率，因为它们之间的峰值-平均功率比（PAPR）很高。功率放大器的操作点必须减少，以确保OFDM信号的输入电压漂移不会使放大器进入饱和区域引起互调与频谱再生效应，以免对OFDM信号的52个副载波带来不良影响。例如：出现第一旁瓣、第二旁瓣fail时，可能与PA线性度相关，需要调整PA的输入或输出匹配网络。信号压缩效应IQ观测EVM参数解读设备迭代，界面会略有改变，数据解读方法不变比特率与符号率（波特率）比特率是系统传输比特流的频率。符号率等于比特率除以每个符号可以传输的比特数。例如，在QPSK中，每个符号表示两个比特。QPSK的符号率就是其比特率的一半。信号带宽和符号率成正比。

符号率=比特率/每个符号传输的比特数EVM扩展学习环境噪声、寄生信号、杂散信号、相位噪声和信号压缩等因素都会降低信号的EVM，因此EVM提供一个综合的信号质量分析。EVM测试结果可能由于相位捕获、信道估计、频率同步、数据帧均衡等设置不同而不同。WLAN信号在时域是以数据帧的方式传输，每个数据帧由前导码（preamble）、包头（header）、数据负载（data）和帧校验序列（FCS）组成前导码用来同步和信道均衡，11n标准中定义了6种PLCPPreamble类型，其中所有OFDM数据帧中都定义了10位短训练序列（STF）符号，2位长训练序列（LTF）符号。短训练序列用来信道自动增益控制（AGC）、分集选择和载波频率偏移粗调，长训练序列用来载波频率精调。

PLCP包头传输解码需要的本地信息，包括PPDU传输速率、PSDU传输时间、服务比特和校验位（CRC）。

负载包含不同长度的报文信息。FCS是802.11标准帧中最后四个字节，用来循环冗余校验（CRC）。EVM指标的测量过程测试EVM时，由于仪器对理想信号未知，测量计算时是先将测试到的信号恢复到比特数据，作为原始信号，然后再对原始信号进行调制等处理后得到参考信号。测试信号和参考信号进行比较得到EVM。IEEE802.11标准中定义的WLAN信号EVM计算过程如下：

a）检测数据帧的开始位置

b）检测短训练序列和长训练序列，建立精确时间同步（在一个采样分辨率内）

c）估算粗调和细调频率偏置

d）根据估算的频率偏置，修正帧的频偏

e）估算每一个子载波和每一条传输链路的信道响应系数

f）将每个OFDM数据符号转化为各个子载波的接收信号。从所有数据流的导频子载波中估算出相位，根据估算的相位修正子载波信号。将接收链路每个子载波上的数据分组成矢量数据序列，将此矢量序列乘以信道相位估计中生成的迫零均衡矩阵。

g）对每个空间流的数据子载波解调出的矢量位置，找到最近的星座图点，计算与理想星座图点的欧式距离。

h）计算帧中所有有效值（RMS）误差的平均值，计算公式如下：

其中：Nf是测量的帧数

I0（if，is，iss，isc），Q0（if，is，iss，isc）表示子载波isc，空间数据流iss和帧if中OFDM符号is对应的理想星座图符号点。

I（if，is，iss，isc），Q（if，is，iss，isc）表示子载波isc，空间数据流iss和帧if中OFDM符号is对应的实际星座图符号点。• P0是星座图的平均功率。IEEE标准中定义WLAN信号EVM测试结果至少需要采集20个帧（Nf），每个帧包含至少16个OFDM符号，每个符号承载的数据为随机数。标准也对不同的调制技术规定了不同的EVM计算方法，对于802.11b/g的相对低数据速率直接序列扩频（DSSS）信号，计算EVM峰值。而对于802.11a/g/n/ac的高数据速率OFDM信号，则计算多载波与多符号的EVM平均值，即EVM结果是所有帧EVM有效值（RMS）的平均值。EVM测试理论在大多数WLAN应用中，WLAN基带处理器对信号进行调制，在片内或片外的D/A转换之后，提供I（同相）与Q（正交）的模拟输出信号，由随后的RF部分进行上变频。WLAN基带处理器的操作通常不是造成发射信号恶化的原因，信号恶化主要是由于经PCB设备和RF电路的模拟信号处理造成的。元器件变化、PCB印刷线路布局缺陷、晶体振荡器与频率合成器的不稳定性、功率放大器的失真以及寄生信号的存在都会导致发射信号质量下降。EVM将表征发射RF信号的许多参数简化为单一参数。在生产线测试中，EVM可以简化发射机的质量保证，并提高测试吞吐量。而在设计过程中，EVM则是一个很有价值的总体信号质量指标，特别是在与其它参数的测量结果组合使用时，可以用来排查I/Q失衡（幅度、相位、群延迟）、相位噪声、寄生信号与瞬态效应、信号压缩等因素带来的信号质量恶化。仪表测试的EVM指标不仅包括发射信号本身的EVM，也包括仪表引入的寄生EVM。为了减小测量仪表的系统误差，用作分析和发射WLAN信号的仪表需要有优秀的I/Q幅度精度和相位平衡、直流偏置、相位噪声和模数量化噪声性能。WLAN芯片厂家通常建议客户选择的EVM测试仪表有大于10dB的测试余量，比如802.11ac草案中MCS9（256QAM，5/6编码率）的EVM指标是-32dB，那么仪表的寄生EVM建议小于-42dB。EVM指标测试过中需要注意的设置包括：a.参考电平设置。仪表参考电平设置决定了前端衰减器和功放的参数，也决定了进入混频器等电路的信号电平。底噪和非线性失真对EVM结果的影响决定了参考电平设置的最小和最大值。信号电平太低时，噪声限制了信噪比和降低了EVM。信号电平太高时，信号失真带来载波间干扰降低了EVM。更改输入信号电平和带宽等参数时，都应该重新设置参考电平。b.仪表本振相位噪声对EVM分析结果有明显的影响。仪表常用的恒温晶体振荡器（OCXO）室温下通常需要10分钟左右稳定时间。建议仪表预热或工作一段时间以后再进行EVM测试。

c.杂散信号影响。杂散信号会干扰频带内的信号，以及影响测量的动态范围。当输入信号电平比较低时，外界环境干扰对EVM测试结果的影响会比较大。通常建议被测设备在电波暗室或屏蔽箱内进行测试。

EVM的测试结果与测量中相位捕获、信道估计、符号时钟捕获、频率同步、幅度捕获等设置相关。这些设置在研发阶段能帮助工程师发现和分析许多影响信号质量的问题。但同时也常常引起EVM测试结果不一致的困惑。在下一节将结合IQxel的EVM分析功能来介绍不同设置对EVM结果的影响。IQxel在EVM测量中的设置IQxel在分析WLAN信号EVM时，有直接序列扩频（DSSS）和正交频分复用（OFDM）两种标准选择。WiFi802.11a/g/n/ac标准对应的OFDM调制信号EVM分析包括如下设置选项：出现不同仪表的EVM测试结果不一致。首先需要检查不同仪表分析EVM指标时的设置。建议采用IEEE标准规定的方法进行设置，只对前导码进行均衡和导频相位进行捕获。或者参照WLAN芯片厂家推荐的方法设置。IQxel分析的EVM结果中有全部导频子载波的EVM（EVMPilot），全部数据子载波的EVM（EVMData）和全部子载波的EVM平均值，以及每个子载波全部符号的误差矢量幅度平均值与OFDM子载波数的关系图（EVMvs.SubcarrierPlot）和帧数据内所有子载波每个符号的EVM平均值（EVMvs.SymbolPlot）。频带边缘以及谐波BandEdgesandHarmonics该参数与EVM有关，RF测试不关注参数说明BandEdge:工作带宽RBW（ResolutionBandwidth）：分辨带宽两个频率信号能够分辨出来的最低频宽差异，RBW实际上是频谱仪内部滤波器的带宽，解析带宽不超过SPAN的1/10VBW视频带宽：表示测试精度SPAN扫描宽度Harmonic谐波：其频率为基波的倍数的辅波或分量，指电流中所含有的频率为基波的整数倍的电量，指对周期性的非正弦电量进行傅里叶级数分辨，其余大于基波频率的电流产生的电量n次谐波=f*n2.4G谐波频率：

-TxFundamentalSignal(802.11b/g)

2412MHz（CH1）,2437MHz（Ch6）,2462MHz（Ch11）

-TX2ndHarmonic

4824MHz（Ch1）,4874MHz（Ch6）,4924MHz（Ch11）

-Tx3rdHarmonic

7236MHz（CH1），7311MHz（CH6），7386MHz（Ch11）

-TX4thHarmonic（不在受限带宽内）

9648MHz（Ch1），9748MHz（CH6），9848MHz（Ch11）

-TX5thHarmonic

12060MHz（Ch1），12185MHz（CH6），12310MHz（Ch11）谐波扩展学习：傅立叶变换扩展学习傅里叶变换分类：根据原信号的不同类型，我们可以把傅立叶变换分为四种类别：非周期性连续信号傅立叶变换（FourierTransform）周期性连续信号傅立叶级数(FourierSeries)非周期性离散信号离散时域傅立叶变换（DiscreteTimeFourierTransform）周期性离散信号离散傅立叶变换(DiscreteFourierTransform)四种原信号图例（从上到下，依次是FT，FS，DTFT，DFT）傅里叶变换可以看作是数学上的棱镜，将函数基于频率分解为不同的成分。过冲现象虽然求解出来了，但是真的如傅里叶所说，我们可以用正弦波去表示任意的连续周期函数吗？以方波为例谐波拓展学习变频器因为采用了二极管/可控硅整流导致电流谐波严重，谐波严重了就得治理。治理电流谐波，首先得知道电路中谐波含量。典型的变频器输入电流，畸变严重。二个尖峰，如兔子的耳朵，这个波形就得了个“兔子波”的名称对于这种周期性变化的波形，通过傅立叶级数展开，可以形成一个基波加一系列不同变频/不同幅值的谐波。知道了一个电流中的基波/谐波成份后，就可以利用有源滤波发生器来产生一个与原谐波频率、幅值相等，但相位相反的电流来“中和”掉电路中的谐波。这个就是“有源滤波”的思路。这也是设计有源滤波器的人要掌握的基本工了。其中设计产生“反相”的谐波的技术比较复杂，得有一大部分电路配合。但对于我们一般的人，这些基本工也显得太复杂，且学会了也用不上。我们只会遇到：如果电路中有了谐波，我们要选配一个合适的“有源滤波器”接到电路上就可以了。具体这个有源滤波器的功率大小怎么选，是我们普通人要掌握的。无线通信产品的频带边缘（BandEdge）通常指：整个频段边沿左右1MHz的杂波信号规范标准SPAN扫描带宽100MHz，

RBW解析带宽1MHz，

VBW视频带宽30HzBandEdges和Harmonics不大于-41.3dBm

两项指标主要规范了频段使用，避免对其它频段产生干扰频谱平坦度SpectralFlatnessIQ仪器设置发送测试界面点击SpectralFlatness测试结果规范标准要求平坦度测试曲线必须要在上图所示的两条红线的范围之内，频谱平坦度的平坦与否影响无线信号的链接性能。TX上升/下降时间PowerOn/OffRamp规范：TX上升/下降时间规范要求需小于2us功率上升沿时间PowerOnRamp：

从最大功率的10%上升到90%的发射加电坡度的时间。功率下降沿时间PowerDownRamp：

从最大功率的90%下降到10%的发射加电坡度的时间接收灵敏度ReceiverSensitivity定义：

接收灵敏度是表征待测物接收性能的一个参数，接收灵敏度越好，其接收到的有用信号就越多，其无线覆盖范围越大。IQ设备测试在测量接收灵敏度时，要使待测设备处于接收状态；

用IQ的信号发生器发送特定的包文件，在IQ操作软件上更改信号输出功率，直到PER（%）满足规范规定的要求发送的包文件规范11bPER=8%，psdulength=1024bytes；

11g/aPER=10%,psdulength=1000bytes;

11nPER=10%,psdulength=4096bytes;

11acPER=10%;

11axPER=10%，psdulength=4096bytes；接收灵敏度规范标准11b/g接收灵敏度11n接收灵敏度11ac接收灵敏度11ax接收灵敏度IQ设备操作IQ配置为VSG模式，测试RX发包规格配置参数读取界面接收最大输入信号电平ReceiverMaximuminputlevel接收最大输入信号电平是表征wifi产品接收性能的另一个参数；

在接收灵敏度一定的情况下，接收最大电平越高表示wifi产品的动态范围越大。11ax，10%PER，所有基带调制，-30dBm邻道抑制ReceiveAdjacentChannelRejection11b：

主信号到DUT接收口的功率为灵敏度加上6dB；

邻道信号频率与主信号频率间隔大于等于25MHz，邻道信号强度与主信号相差幅度为35dB，要求PER小于8%；11g:

主信号到DUT接收口的功率为灵敏度加上3dB；

邻道信号频率主信号频率间隔25MHz，邻道信号强度与主信号相差幅度，要求PER小于10%；11a：

主信号到DUT接收口的功率为灵敏度加上3dB；

邻道信号频率主信号频率间隔20MHz，邻道信号强度与主信号相差幅度,要求PER小于10%；11n（20M）：

主信号到DUT接收口的功率为灵敏度加上3dB；

邻道信号频率主信号频率间隔20MHz，邻道信号强度与主信号相差幅度，要求PER小于10%；11ax：

主信号到DUT接收口的功率为灵敏度加上3dB；

邻道信号强度与主信号相差幅度为35dB，要求PER小于10%；该测试评估当11ax接收机接收信号的相邻信道出现和有用信号相同带宽的干扰信号时接收机对干扰的抑制能力。输入接收机的有用信号功率比最小灵敏度高3dB。此时干扰信号电平会在略高于最小输入电平灵敏度的基础上不断增大，当接收机的PER接近为10%时，测量接收与干扰信号电平之间的差值，即为邻道抑制度。扩展学习：非邻道抑制度此测试项中干扰信号处于非相邻信道（即相邻信道的相邻信道，也称为隔道），如图16所示。非相邻信道抑制度的测试过程是与上一节类似。吞吐量ConductiveThroughput（传导测试）吞度量是指在没有帧丢失的情况下，设备能够接受并转发的最大数据速率。测试标准：11b上下行满足>=4.5Mbps;

11g上下行满足>=20Mbps;

11n上下行满足>=75Mbps(1T1R,HT40);

11n上下行满足>=135Mbps(2T2R,HT40);吞吐量测试吞吐量测试最常使用的工具是iperf。测试环境为PC机通过有线和AP连接，单板通过WiFi和AP连接，单板和PC机可以互相ping通。在PC机和单板上都有iperf工具。假设PC机的IP地址为00，单板的IP地址为01。吞吐量测试组网环境方法/步骤TCP发送吞吐量测试，步骤1PC机上命令行进入iperf工具目录，执行：iperf–s

步骤2单板上通过Shell进入iperf工具目录，执行：iperf–c00–t10–i1

如图发送吞吐量测试示例，其中iperf–s表示启动服务端，iperf–c00表示启动客户端，连接00，-t10表示测试10秒钟，-i1表示每隔1秒钟打印一次结果。最后打印的“0.0-10.0sec85.7MBytes71.6Mbits/sec”表示这10秒钟的平均吞吐量为71.6Mbps。TCP接收吞吐量测试

步骤1单板上通过Shell进入iperf工具目录，执行：iperf–s

步骤2PC机上命令行进入iperf工具目录，执行：iperf–c01–t10–i1–w1M

如图接收吞吐量测试示例

iperf也可以进行UDP测试，在有些PC机上单个UDP线程进行了限速，因此需要开启多个线程。与SoftAP的吞吐量测试类似。

注意：有些PC机，由于安装了一些软件，对速率会有影响，一定要确保PC机没有速率的瓶颈。WEP安全模式不能使用802.11n协议，因此速率比较低，一般只有20+Mbps。UDP发送吞吐量测试

步骤1：PC机上命令行进入iperf工具目录，执行：iperf–s-u–l32k

步骤2：单板上通过Shell进入iperf工具目录，执行：iperf–c00–u–t10–i1–l32k–b100MUDP接收吞吐量测试步骤1单板上通过Shell进入iperf工具目录，执行：iperf–s-u

步骤2PC机上命令行进入iperf工具目录，执行：iperf–c01–u–t10–i1–l32k–b100MTCP/UDP扩展学习TCP与UDP的区别TCP/IP中有两个具有代表性的传输层协议，分别是TCP和UDPTCP/IP网络模型计算机与网络设备要相互通信，双方就必须基于相同的方法。比如，如何探测到通信目标、由哪一边先发起通信、使用哪种语言进行通信、怎样结束通信等规则都需要事先确定。不同的硬件、操作系统之间的通信，所有的这一切都需要一种规则。而我们就把这种规则称为协议（protocol）。TCP/IP是互联网相关的各类协议族的总称，比如：TCP，UDP，IP，FTP，HTTP，ICMP，SMTP等都属于TCP/IP族内的协议。

TCP/IP模型是互联网的基础，它是一系列网络协议的总称。这些协议可以划分为四层，分别为链路层、网络层、传输层和应用层。

链路层：负责封装和解封装IP报文，发送和接受ARP/RARP报文等。

网络层：负责路由以及把分组报文发送给目标网络或主机。

传输层：负责对报文进行分组和重组，并以TCP或UDP协议格式封装报文。

应用层：负责向用户提供应用程序，比如HTTP、FTP、Telnet、DNS、SMTP等。

在网络体系结构中网络通信的建立必须是在通信双方的对等层进行，不能交错。在整个数据传输过程中，数据在发送端时经过各层时都要附加上相应层的协议头和协议尾（仅数据链路层需要封装协议尾）部分，也就是要对数据进行协议封装，以标识对应层所用的通信协议。UDPUDP协议全称是用户数据报协议，在网络中它与TCP协议一样用于处理数据包，是一种无连接的协议。在OSI模型中，在第四层——传输层，处于IP协议的上一层。UDP有不提供数据包分组、组装和不能对数据包进行排序的缺点，也就是说，当报文发送之后，是无法得知其是否安全完整到达的。

它有以下几个特点：

1.面向无连接

首先UDP是不需要和TCP一样在发送数据前进行三次握手建立连接的，想发数据就可以开始发送了。并且也只是数据报文的搬运工，不会对数据报文进行任何拆分和拼接操作。

具体来说就是：

在发送端，应用层将数据传递给传输层的UDP协议，UDP只会给数据增加一个UDP头标识下是UDP协议，然后就传递给网络层了

在接收端，网络层将数据传递给传输层，UDP只去除IP报文头就传递给应用层，不会任何拼接操作

2.有单播，多播，广播的功能

UDP不止支持一对一的传输方式，同样支持一对多，多对多，多对一的方式，也就是说UDP提供了单播，多播，广播的功能。

3.UDP是面向报文的

发送方的UDP对应用程序交下来的报文，在添加首部后就向下交付IP层。UDP对应用层交下来的报文，既不合并，也不拆分，而是保留这些报文的边界。因此，应用程序必须选择合适大小的报文

4.不可靠性

首先不可靠性体现在无连接上，通信都不需要建立连接，想发就发，这样的情况肯定不可靠。

并且收到什么数据就传递什么数据，并且也不会备份数据，发送数据也不会关心对方是否已经正确接收到数据了。

再者网络环境时好时坏，但是UDP因为没有拥塞控制，一直会以恒定的速度发送数据。即使网络条件不好，也不会对发送速率进行调整。这样实现的弊端就是在网络条件不好的情况下可能会导致丢包，但是优点也很明显，在某些实时性要求高的场景（比如电话会议）就需要使用UDP而不是TCP。

UDP只会把想发的数据报文一股脑的丢给对方，并不在意数据有无安全完整到达。

5.头部开销小，传输数据报文时是很高效的。

UDP头部包含了以下几个数据：

两个十六位的端口号，分别为源端口（可选字段）和目标端口

整个数据报文的长度

整个数据报文的检验和（IPv4可选字段），该字段用于发现头部信息和数据中的错误

因此UDP的头部开销小，只有八字节，相比TCP的至少二十字节要少得多，在传输数据报文时是很高效的TCP当一台计算机想要与另一台计算机通讯时，两台计算机之间的通信需要畅通且可靠，这样才能保证正确收发数据。例如，当你想查看网页或查看电子邮件时，希望完整且按顺序查看网页，而不丢失任何内容。当你下载文件时，希望获得的是完整的文件，而不仅仅是文件的一部分，因为如果数据丢失或乱序，都不是你希望得到的结果，于是就用到了TCP。

TCP协议全称是传输控制协议是一种面向连接的、可靠的、基于字节流的传输层通信协议，由IETF的RFC793定义。TCP是面向连接的、可靠的流协议。流就是指不间断的数据结构，你可以把它想象成排水管中的水流。

1.TCP连接过程

如下图所示，可以看到建立一个TCP连接的过程为（三次握手的过程）:

第一次握手

客户端向服务端发送连接请求报文段。该报文段中包含自身的数据通讯初始序号。请求发送后，客户端便进入SYN-SENT状态。

第二次握手

服务端收到连接请求报文段后，如果同意连接，则会发送一个应答，该应答中也会包含自身的数据通讯初始序号，发送完成后便进入SYN-RECEIVED状态。

第三次握手

当客户端收到连接同意的应答后，还要向服务端发送一个确认报文。客户端发完这个报文段后便进入ESTABLISHED状态，服务端收到这个应答后也进入ESTABLISHED状态，此时连接建立成功。

这里可能大家会有个疑惑：为什么TCP建立连接需要三次握手，而不是两次？这是因为这是为了防止出现失效的连接请求报文段被服务端接收的情况，从而产生错误。

2.TCP断开链接

TCP是全双工的，在断开连接时两端都需要发送FIN和ACK。

第一次握手

若客户端A认为数据发送完成，则它需要向服务端B发送连接释放请求。

第二次握手

B收到连接释放请求后，会告诉应用层要释放TCP链接。然后会发送ACK包，并进入CLOSE_WAIT状态，此时表明A到B的连接已经释放，不再接收A发的数据了。但是因为TCP连接是双向的，所以B仍旧可以发送数据给A。

第三次握手

B如果此时还有没发完的数据会继续发送，完毕后会向A发送连接释放请求，然后B便进入LAST-ACK状态。

第四次握手

A收到释放请求后，向B发送确认应答，此时A进入TIME-WAIT状态。该状态会持续2MSL（最大段生存期，指报文段在网络中生存的时间，超时会被抛弃）时间，若该时间段内没有B的重发请求的话，就进入CLOSED状态。当B收到确认应答后，也便进入CLOSED状态。

3.TCP协议的特点

面向连接

面向连接，是指发送数据之前必须在两端建立连接。建立连接的方法是“三次握手”，这样能建立可靠的连接。建立连接，是为数据的可靠传输打下了基础。

仅支持单播传输

每条TCP传输连接只能有两个端点，只能进行点对点的数据传输，不支持多播和广播传输方式。

面向