《高频电子技术与应用》课件第3章

3.1概述3.2谐振功率放大器3.3高频功率放大器仿真应用设计小结习题

3.1概述

高频功率放大器用于放大高频信号并获得足够大的输出功率。它广泛用于发射机、高频加热装置和微波功率源等电子设备中，例如电磁炉和微波炉等。

3.1.1高频功率放大器的分类

高频功率放大器按其工作频带的宽窄不同，可以分为窄带型和宽带型两大类。窄带型高频功率放大器由于采用LC并联谐振回路作为负载，因此又称谐振功率放大器，为提高其效率，谐振功放常工作于丙类状态。宽带型高频功率放大器采用工作频带很宽的传输线变压器或其他宽带匹配电路作负载，可实现功率合成。本章主要讨论谐振功率放大器。

3.1.2谐振功率放大器的特点

1.与低频功率放大器的异同高频功率放大器与低频功率放大器的共同点都是要求输出功率大和效率高。不同点是：低频功率放大器的工作频率低、相对频带对比较宽，如音频功率放大器工作频率在20Hz~20kHz，高端与低端频率之比达1000倍。由于频率范围比较宽，因此低频功率放大器的负载不能采用调谐回路，而是采用电阻、变压器等非调谐负载。而高频功率放大器的工作频率高，如中波段电台频率为535~1605kHz，短波电台频率为3~30MHz。但相对频带很窄，例如，调幅语言广播，要求的频带宽度只有10kHz。因此，高频功率放大器常采用LC谐振回路作负载。

2.与高频小信号谐振放大器的异同高频小信号谐振放大器与高频功率放大器的共同点是工作频率都比较高，而且负载均为LC调谐回路。但两者的区别在于输入信号的大小不同。高频小信号调谐放大器的输入信号比较小，它的主要任务是不失真地放大有用信号，抑制干扰信号，输出功率与效率不是主要要求，因此工作在甲类状态，其谐振网络负载的作用是抑制干扰信号。而高频功率放大器的输入信号一般比较大，要求输出功率大、效率高。因此，工作状态不能选在甲类，而是选在效率比较高的丙类状态。在高频功率放大器中，LC谐振回路的主要作用是选出基波、滤除谐波，它与高频小信号调谐放大器的选频作用不同。

综上所述，谐振功率放大器的主要特点是工作频率高、相对频带窄、采用LC调谐回路作负载、工作在丙类状态、输出功率大，效率高。

3.谐振功率放大器的分析方法

前面研究的高频小信号调谐放大器，由于输入信号比较小，属于线性电路，可采用分析线性电路的方法来分析。而对于高频功率放大器，为了得到较大的输出功率和较高的效率，它的输入信号会比较大，工作到管子的非线性部分，而且选在丙类工作状态，属于非线性应用。

在低频功率放大器中，常用图解法进行分析，方便准确。而在非线性的谐振功率放大器中，负载电压与晶体管电流之间存在着较复杂的非线性关系，再加上分布参数（如分布电容、引线电感等）的影响。因此，严格地对高频功率放大器进行分析与计算是困难的。对于谐振功率放大器，常用非线性分析法来分析。

3.2谐振功率放大器3.2.1谐振功率放大器的基本工作原理1.电路组成及工作原理(1)电路组成。简化的谐振功率放大器原理电路如图3-1所示。图中，L1C1和L2C2分别为放大器的输入和输出的并联谐振回路，均调谐在工作频率ω上；Cb、Cc均为高频旁路电容；RL为负载；VCC为晶体管V集电极直流电源电压；VBB为V基极偏置电压，通常VBB小于V的导通电压Uon，为保证放大器工作于丙类状态提供条件，一般VBB≤0，即为负电源。很显然，静态时V处于截止状态。

(2)工作原理。若在晶体管基极输入一余弦高频信号ub=Ubmcoswt，则其基极和发射极之间的电压为ube=VBB+ub=VBB+Ubmcoswt

(3-1)

图3-1简化的谐振功率放大器原理电路

根据晶体管的输入特性ib~ube，在ub信号作用下，可以得到ib波形如图3-2所示，为余弦脉冲。由于放大器工作在丙类状态，故管子导通角2q＜180°或q＜90°。q称为半导通角，简称为通角。由于wt=q时，ib刚好为零，ube=Uon，故VBB+Ubmcosq=Uon，则(3-2)

图3-2丙类谐振功放ib~ube特性及ub、ib波形

当ube>Uon时，三极管导通，便由截止区进入到放大区，产生ic，与ib相对应，ic也为余弦脉冲，如图3-3所示。根据傅里叶级数分解理论，将ic

余弦脉冲可分解如下形式：

ic=Ic0+ic1+ic2+…+icn+…

=Ic0+Ic1mcoswt+Ic2mcos2wt+…+Icnmcosnwt其中，Ic0为集电极电流直流分量；Ic1m、Ic2m、…、Icnm分别为集电极电流的基波、二次谐波和高次谐波分量的振幅。可见ic是由直流分量Ic0、基波ic1、二次谐波ic2、…、n次谐波icn等在对应时间叠加而成的。

当集电极回路L2C2调谐在输入信号角频率w上，即与高频输入信号的基波谐振时，谐振回路对基波电流而言等效为一纯电阻Re，对直流和其他谐波电流呈现的阻抗很小，可近似看成短路。因此，ic的各种成分中，只有基波电流才能在L2C2回路两端产生压降，其值为uc=IclmRecoswt=Ucmcoswt可见，谐振回路具有选频作用，在输出回路两端只能建立起基波电压uc。根据图3-1中各电流、电压的参考方向，则管子c、e间的瞬时电压为uce=VCC－Ucmcoswt

(3-4)(3-5)

可知，利用谐振回路的选频作用，可以将失真的集电极电流脉冲变换为不失真的余弦电压输出，另外从能量的观点也能得到类似结论。因为输出调谐回路是由L2C2组成的，均为储能元件，在管子V集电极电流ic导通期间(2q内)，回路储存能量；而在ic=0期间，回路释放能量，这就可以维持振荡电流的连续性。且通过调节L2C2使并联回路谐振电阻Re与晶体管所需集电极负载相等，实现阻抗匹配。因此，在谐振功率放大器中，谐振回路除了起滤波作用外，还能起到阻抗匹配的作用。

图3-3高频功率放大器各极电压、电流波形图

从图3-3可以看出，ib和ic均为余弦脉冲电压，虽然集电极电流只在一个很短时间里流通，但通过L2C2回路的选频作用，可使集电极输出电压仍与输入电压频率相同，uce与ube

相位相反。必须指出，上述讨论是在忽略了uce对ic的反作用以及管子结电容影响的情况下得到的。

2.功率关系

(1)丙类谐振功放的直流电源VCC所供给的直流功率为Pv=VCCIc0

(2)输出功率为

(3)集电极功耗：集电极耗散功率Pc为直流功率Pv与输出功率Po之差，即Pc=Pv－Po。(3-6)(3-7)

(4)效率为其中，ξ=Ucm/VCC为集电极电压利用系数；g1(q)=Ic1m/Ic0为集电极电流利用系数或波形系数，它是通角q的函数。由式(3-8)知，要提高效率，就得减小集电极损耗功率，或者提高ξ或g1(q)。高频功率放大器为了兼顾输出功率与效率，最佳通角取70°左右，即选择在丙类工作状态。(3-8)

3.2.2谐振功率放大器的性能分析

在晶体管输入ub的作用下，丙类谐振功率放大器中管子将经历不同的工作区域，即放大器工作在不同的状态。当ube≤Uon时，管子截止；当ube>Uon时，管子导通，若ub的振幅Ubm不很大，则管子导通时均处于放大区，于是称放大器工作在欠压状态；若Ubm很大，则管子导通时将由放大区进入饱和区，于是称放大器工作在过压状态；若Ubm的大小恰好使管子导通时从放大区进入临界饱和，则称放大器工作在临界状态。实际上，谐振功率放大器的工作状态不但与Ubm有关，还与电压VBB、VCC和负载电阻Re有关。在丙类谐振功率放大器中，由于工作状态不同，放大器的输出功率、效率和管耗就大不相同，因此分析放大器各种工作状态的特点，以及Ubm、VBB、VCC和Re的变化对工作状态的影响。

1.谐振功率放大器的动态线功率放大器一般采用图解法进行分析，往往要求在输出特性曲线上作出交流负载线。例如，在低频功率放大器中，负载为纯阻性，所以交流负载线为一直线，且集电极电流、电压波形相似。而在谐振功率放大器中，由于负载是谐振回路，因而作交流负载线的方法也就不同，集电极负载谐振回路两端电压uc并非与集电极电流ic成正比，而与ic中的基波成分ic1成正比，所以仅由Re是作不出负载线的，应另求其他方法作交流负载线(又称动态线)。

动态线是指放大器在输入信号的激励作用下，集电极电流ic与电压uce的移动轨迹。具体作法：首先选定VBB、Ubm、VCC、Ucm四个量的具体数值；并且将wt按等间隔给出不同的数值，如wt＝0°、15°、30°、…、180°等；然后由ube=VBB+Ubmcoswt和uce=VCC－Ucmcoswt求出相应间隔的ube及uce各值，在输出特性曲线上找出相应的各“动态点”，再将各动态点连接成“动态线”。

例如，在高频大功率管3DA14特性曲线上，设VBB=0.5V，Ubm=0.24V，VCC=12V，Ucm=8V。当wt＝0°、15°、30°、45°、60°、75°、90°时，分别求出各点的ub、ube、uc及uce之值并列于表3-1中。

表3-1各点的ub、ube、uc及uce的值

根据表3-1中列出的ube、uce各值，在如图3-4所示的输出特性曲线上，找出A、B、C、D、E、F、G七个动态点，将它们连接即为动态线。

图3-4谐振功率放大器的动态线

图中，动态点A表示：wt=0，ube=ubemax=VBB+Ubm=0.5+0.24=0.74V=740mV的那条输出特性曲线上及uce=uce

min=VCC－Ucm=12－8=4V的对应点。动态点B表示：wt=15°，ube=732mV的那条输出特性曲线上及uce=4.3V的对应点。动态点E表示：wt=60°，ube=620mV的那条输出特性曲线上及uce=8V的对应点，由图可见，当ube=620mV时，晶体管集电极电流ic≈0，即近似为截止状态。可见，ic的导通角q=60°，这说明放大器工作于丙类状态。图中OP虚线代表临界线，可见A、B、C、D、E、F、G诸点均在放大区内，所以放大器工作于欠压状态。

沿图中动态线可绘出集电极电流ic波形如图所示，为余弦脉冲波，脉冲高度为ic

max，宽度为2q(这里2q=120°)。不难理解，动态线、放大器的工作状态与VBB、Ubm、VCC、Ucm的大小有关。

2.负载特性首先讨论当VCC、VBB、Ubm保持不变的情况下，ic与Ucm的关系。由Ucm=Re×Ic1m可知，ic与谐振电阻Re有关。如图3-5所示为Re不同时的ic脉冲波形。

图3-5

Re不同时的动态特性和ic脉冲波形

由式(3-2)可知，通角q不变，即ic的脉冲宽度不变，ubemax=VBB+Ubm也不变，而ucemin=VCC－Ucm却随着Ucm的增大而减小。因此，当Ucm较小(即Re较小)时，由于ucemin较大，则动态点A1(对应于ubemax与ucemin)位于放大区，放大器工作于欠压状态，动态线为图中曲线①，ic为余弦脉冲；当Ucm增大(即Re增大)时，则动态点A将沿ubemax那条输出特性曲线向左移动，在Ucm为某一值时落在临界饱和线OP上(图中A2点)，此时放大器工作于临界状态，动态线为图中曲线②，ic仍然为余弦脉冲，不过幅度比欠压状态时小；

当Ucm继续增大(即Re继续增大)时，则动态点A将进入饱和区(图中A5点)，此时放大器工作于过压状态，动态线为图中曲线③，它在A3点转折，ic为顶部下凹的余弦脉冲，且幅度减小。在过压状态下谐振功放的ic出现下凹(不同于低频功放中被削平)，这是放大管的集电极负载为谐振回路所造成的。

由此可见，随着Ucm增大(即Re增大)，动态线由曲线①变化到②再变化到③，即放大器由欠压状态过渡到临界状态，再过渡到过压状态，对应的ic余弦脉冲由最大变化到较小，再出现下凹。谐振功放的负载特性是指VCC、VBB和Ubm保持不变时，放大器的性能随Re变化的特性。负载特性如图3-6所示。

图3-6负载特性曲线

欠压区：在欠压状态时，因为放大器处于放大区，uce对ic影响很小，所以当Re

变化时，ic脉冲变化不大，即Icmax与q角均变化不大。随着Re的增大，Ic1m和Ico

基本不变，仅随Re的增大而略有下降。因为Ucm=Ic1mRe，所以随着Re的增加，Ucm基本上是直线增加。由于Po=U2cm/(2Re)，既然Ucm与Re均按直线增加，因此在欠压区Po也随Re的增加而直线增大。由于VCC不变，而Ic0随Re的增加略有下降，因此Pv=VCCIc0也略有下降。Pc=Pv－Po，因为Pv基本不变，所以当Re增加，Po上升时，Pc下降。另外，h=Po/Pv，h随着Re的增加而上升。

反之，在欠压区，随着Re的减小，h直线下降，集电极耗散功率Pc逐渐接近直流电源供给功率Pv。欠压严重时，由于直流电源供给的功率几乎全部消耗在集电极上，集电极损耗很大，有时会导致晶体管烧毁，这点必须十分注意。

过压区：ic出现凹陷，过压越严重(即Re越大)，凹陷越深。显然，Ic1m和Ico均随Re的增大而减小。而Ucm则略升，Po下降，Pv下降，Pc变化不大，h略升，但不显著，仅比临界时略高。过压严重时，由于Po下降显著，h将下降。临界状态：在欠压区与过压区之间存在着一个临界点，Re=Reopt，VCC－Ucm=Ucesat。由图3-6的负载特性知，在临界状态时，Po为最大，h也足够高(h的最大值出现在略过压时)。因此，临界状态是高频功率放大器的最佳状态。这种状态主要用于发射机的功放级。

过压状态的特点是当负载电阻Re变化时，输出电压Ucm比较平稳，且弱过压时，效率最高。它常用于需要维持输出电压比较平稳的场合，例如发射机的中间放大级。集电极调幅也工作于过压状态。欠压状态输出功率与效率均较低，集电极损耗大，输出电压不稳定。

3.调制特性

谐振功放的调制特性有集电极调制特性和基极调制特性两种。

(1)集电极调制特性。当VBB、Re、Ubm维持不变时，谐振功率放大器的性能随VCC变化的特性称为集电极调制特性。集电极调制特性如图3-7所示。

图3-7集电极调制特性

若放大器原工作于过压状态，只要慢慢增大VCC而维持VBB、Re、Ubm不变，放大器工作状态变化趋势为过压→临界→欠压状态。当VCC很小时，放大器工作在强过压区，ic下凹很深且幅度很小，故Ic0、Ic1m和Ucm均很小；随着VCC的增大，放大器逐渐靠近临界状态；在欠压区，随着VCC的继续增大，Ic0、Ic1m和Ucm只略有增大。因此，工作在过压区的谐振功放，VCC的变化可以有效地控制集电极回路电压振幅Ucm的变化，这也是集电极调幅电路的基本工作依据。

(2)基极调制特性。当VCC、Re、Ubm维持不变时，谐振功率放大器的性能随VBB变化的特性称为基极调制特性。基极调制特性如图3-8所示。图3-8基极调制特性若放大器原工作于欠压状态，只要慢慢增大VBB而维持VCC、Re、Ubm不变，放大器工作状态变化趋势为欠压→临界→过压状态。在欠压区，随着VBB的增大，Ic0、Ic1m和Ucm迅速增大；且随着VBB的增大，放大器逐渐靠近临界状态；在过压区，随着VBB的继续增大，Ic0、Ic1m和Ucm只略有增大。因此，工作在欠压区的谐振功放，VBB的变化可以有效地控制集电极回路电压振幅Ucm的变化，这也是基极调幅电路的基本工作依据。

4.放大特性

谐振功放的放大特性是指VCC、Re和VBB维持不变时，放大器的性能随Ubm变化的特性。在VCC和Re为定值时，固定VBB、增大Ubm和固定Ubm、增大VBB的情况类似，因此放大特性与基极调制特性十分相似，如图3-9所示。图3-9放大特性

当谐振功放作为线性功率放大器，用来放大振幅按调制信号规律变化的调幅信号时，必须使Ubm变化时Ucm有较大的变化，因此放大器必须工作在欠压区。在过压区，Ubm变化时Ucm却近似不变，这时电路起振幅限幅作用，即谐振功放工作在过压区可以构成振幅限幅器。

3.2.3谐振功率放大器电路

1.馈电电路

(1)集电极馈电电路。图3-10是两种集电极馈电电路，(a)图是串联馈电，(b)图是并联馈电。串馈是指晶体管、负载回路和电源VCC三者串联；并馈是指三者并联。无论串馈还是并馈，都满足uce=VCC－Ucmcoswt的关系式。集电极电路中电流是脉冲电流，包含有各种频率成分。

为了保证电路正常工作，要求馈电电路对不同频率成分的电流呈现不同的阻抗。对直流成分Ic0，要求在外电路中不消耗直流能量，直接把VCC馈送给集电极，对高频基波分量Iclmcoswt应通过负载回路，以产生回路电压Ucmcoswt和输出功率Po，因此除调谐回路外，其余电路元件对基波分量来说，都应该是短路的。对于高频谐波分量而言，属于滤除对象，故不应消耗功率，即所有电路都应呈现短路。为此，元件数值的选择应该恰当。

在图3-10(a)的串馈电路中，Lc是扼流圈，对高频应有扼制作用，其阻抗应比LC回路谐振电阻Re大一个数量级(即wLc>10Re)。旁路电容Cp对高频短路，其阻抗应比Re小一个数量级((1/wCp)<Re/10)。调谐回路对基波谐振，对直流而言，Lc和L可视为短路；对高频基波而言，Lc视为开路，Cp视为短路；对高次谐波而言，电容C也可视为短路。图3-10(b)的并馈电路，Lc、Cp的选择原则与串馈电路相同。Cc是隔直电容，它对直流开路，对交流短路。图3-10(b)的并馈电路，Lc、Cp的选择原则与串馈电路相同。Cc是隔直电容，它对直流开路，对交流短路。

图3-10集电极馈电电路

无论是串馈还是并馈，电源VCC的一端必须接地，否则电源的分布参数将限制工作频率的提高。同时，分布参数的不稳定，会影响电路的稳定性。两种馈电电路的不同仅是谐振回路的接入方式。在串馈电路，谐振回路处于直流高电位上，谐振回路元件不能直接接地；而在并联电路中，由于Cc隔断直流，谐振回路处于直流低电位上，谐振回路元件可以直接接地，因而电路的安装比串馈电路方便。但是Lc和Cc并联在谐振回路上，它们的分布参数将直接影响谐振回路的调整。

(2)基极馈电电路。基极馈电电路也有串馈与并馈两种，如图3-11所示。因为丙类功率放大器一般是有基流的，可以利用基流产生自给负偏压，图3-12给出几种常用的基极自偏置电路。

图3-11基极馈电电路

在图3-12(a)中，Lb为高频扼流圈，对直流而言相当于短路，对高频信号而言相当于开路；Cb为隔直耦合电容，对高频信号相当于短路；Cp为高频旁路电容；Rb为自偏电阻。因为ib为余弦脉冲，Cp对ib中的基波及高次谐波相当于短路，且Lb对基波及谐波相当于开路，因而只有直流分量Ib0流经Rb及Lb。Lb对Ib0相当于短路，Ib0在Rb两端产生电压VBB=－I

b0×Rb作为放大器的自偏压。在图3-12(b)中，Lb为高频扼流圈；Cb为隔直耦合电容；Ce为高频旁路电容。

因为ib和ic中的直流分量Ib0及通过射极负反馈电阻Re时产生直流电压VEE=(Ib0+Ic0)×Rb，Lb对直流分量Ib0、Ic0相当于短路，放大器发射结两端电压VBB=－VEE。在图3-12(c)中，Lb为高频扼流圈，当Ib0通过它时，由于内部损耗电阻rb

的作用，在Lb两端会产生一定的压降，即VBB=－Ib0×rb。在实际应用中，往往是三种偏置同时存在。

图3-12几种基极偏置电路

2.耦合电路

为了满足谐振功率放大器对效率和功率的要求，并且具有足够高的功率增益，除正确选择晶体管的工作状态外，还必须正确设计晶体管的输入和输出耦合回路。输入和输出耦合回路的任务是传输、滤波和匹配。这里必须指出：由于谐振功率放大器工作于非线性状态，因此线性电路（如高频小信号调谐放大器）的阻抗匹配的概念不适用于它。线性电路的匹配是指负载阻抗与电源内阻相等。

丙类放大器阻抗匹配的概念是：通过匹配网络的作用，使负载阻抗的虚数部分与信号源内阻的虚数部分相抵消(谐振)，同时实数部分等于放大器所需的最佳负载值，这样就达到了匹配条件。图3-13中的负载为RL，晶体管输出功率为Po，若工作在临界状态时需要的电阻为Reopt，则图3-13丙类放大器的匹配网络

经过输出耦合回路的转换，使，即达到了匹配。同样，输入耦合回路的作用是使晶体管输入阻抗经过它的转换后符合前级信号源的要求。为了突出耦合电路的匹配作用，输入和输出耦合电路，往往称为匹配网络。匹配网络的形式很多，但可归并为两类，即并联调谐回路和具有滤波器形式的匹配网络。

以下举几个例子，说明匹配网络的构成。①简单的并联回路型匹配网络。图3-14是简单的并联回路型匹配网络。利用变压器的匝比变换，可以使负载电阻RL折合到晶体管c－e端的电阻等于最佳电阻，以达到匹配的目的。

图3-14并联回路型的匹配网络

②并联回路的变形电路Ⅰ(适用于负载电阻RL较小时)。图3-15是并联回路的一种变形电路。从图可见，与C2的阻抗1/wC2相比，当RL非常小时，此电路的Q值高，所以，这个电路可用在负载电阻比较小的情况下。

图3-14并联回路型的匹配网络

③并联回路的变形电路Ⅱ(适用于负载电阻RL较大时)。图3-16是并联回路的另一种变形电路。从图可见，与C2的阻抗1/wC2相比，当RL很大时，此电路的Q值高。所以，这个电路可用在负载电阻比较大的情况下。

图3-15并联回路的变形电路Ⅰ

④Ｐ型网络。它的特点是调节方便、阻抗匹配性能好，且具有较高的滤波性能，在各种发送设备中得到了广泛的应用。其等效电路如图3-17。若网络的有载Qe值已知，则各参数可用下式计算(RL和为待匹配的两阻抗)：

图3-17

p网络等效电路

3.3高频功率放大器仿真应用设计

1.175MHz场效应管谐振功率放大电路图3-18是工作频率为175MHz的VMOS场效应管谐振功放电路，可向50Ω负载提供10W功率，效率大于60%。栅极采用了C1、C2、C3、L1组成的T型匹配网络，漏极采用L2、L3、C5、C6、C7、C8组成p型匹配网络，栅极采用并馈，漏极采用串馈。

VMOS场效应管的主要优点是：动态范围大(电压可达到几百伏，电流达几十安培)，其转移特性线性范围大；输入阻抗高(可达108

W)，要求输入信号功率小，栅偏流小；工作频率高；漏极电流的负温度系数可以防止二次击穿。

图3-18

175MHz场效应管谐振功率放大电路

谐振功放还可以用作倍频器。如果实现n次倍频，只要将输出LC回路调谐在nw频率上(w为输入信号的角频率)即可。

2.甚高频(UHF)功率放大器图3-19给出了一个晶体管的80W、50Ω、甚高频(UHF)功率放大器。该电路的带宽是143~156MHz，增益为9.4dB。图中各元件参数为C1=C11=550pF，C2=C9=10pF，C3=60pF，C4=C5=C6=C7=250pF，C8=80pF，C10=80pF，C12=0.1μF，C13=1μF，C14=680pF，RFC1=0.15μH，RFC2=10T，18#线(美国线规)，1/4英寸内径。L1=1.2×0.3cm直线电感，L2=3.5×0.3cm直线电感，L3=4.0×0.3cm直线电感，L4、L5=0.3×0.3cm直线电感，L6=2.7×0.3cm，直线电感，L7=0.8×0.3cm直线电感，L8=3.0×0.3cm直线电感。

这个典型电路可给我们一个低电压大功率放大的概貌。根据输出功率和功率增益可知，该功放需要约10W的输入功率，由50Ω同轴电缆输入。因此电路输入阻抗应变换到50Ω，这由L1~L4，C2~C5组成的匹配电路实现。直线电感的电感量正比于电感的长度。基极和集电极阻抗变换电路采用多级变换的方法，使每一级的变换比不至于太高，这样可降低阻抗变换电路的Q值，从而提高阻抗变换电路的效率。

C4、C5和C6、C7两处由于电容器上的射频电流很大，因此用电容并联的方法降低电容器本身及其引线上的串联电阻、电感的影响。多级输出阻抗变换回路还是滤除高次谐波所必需的。因为我们知道，阻抗变换回路的Q值较低，谐振选择性较差，而发射机指标要求谐波辐射低于信号功率70dB，只有多级低通滤波器才能将谐波电平降低到要求的水平。

图3-19甚高频(UHF)功率放大器实例

3.高频功率放大器仿真设计

打开Multisim10.0仿真软件，画出如图3-20(a)所示的高频功率放大器电路，并设置好各个元器件的参数。其中，XFG1为信号发生器，双击产生如图3-20(b)所示的信号发生器面板图，选择正弦波，工作频率为2MHz，峰值幅度为500mV。XSC1为双踪示波器。图3-20高频功率放大器仿真电路及输入信号选择

(1)输入/输出波形。根据图3-20(a)所示的电路图设置好参数，启动仿真开关，产生A路输入、B路输出的两路信号，如图3-21所示。由通道A、B的幅度偏转因数的设置，可以看出，放大接近10倍，且输入/输出相位相反，输出相比输入有滞后现象。图3-21输入/输出波形

(2)分别调整信号源输出信号频率为1MHz、6MHz，可观测出谐振回路对不同频率信号的响应情况，如图3-22所示。图3-22不同频率输入时，输出信号的波形变化

(3)分别调整信号源输出信号幅度为100mV、800mV，可观测出高频功率放大器对不同幅值信号的响应情况，如图3-23所示。很显然，当信号源波形幅度为100mV时，高频放大器没有输出信号；而当信号源波形幅度为800mV时，高频放大器的输出信号出现底部失真。图3-23输入信号不同幅度输入时，输出信号的波形变化

(4)分别调整负载电阻R2为2kΩ和100kΩ，可观测出输入输出信号波形的差异，如图3-24所示。图3-24负载电阻不同时，输入输出信号的波形变化小结

1.高频功率放大器按其工作频带的宽窄不同，可以分为窄带型和宽带型两大类，本章讨论的是谐振功率放大器。谐振功率放大器工作在非线性状态，常利用动态线来分析其工作状态。

2.谐振功率放大器工作在丙类状态，其集电极电流为余弦脉冲，在具体工作过程中，利用谐振回路，选出基波，在负载上得到完整的波形输出。输出功率和效率是谐振功率放大器的主要指标。为了提高丙类谐振功率放大器的输出功率和效率，通角选在65°~75°，不但如此，而且应该使放大器工作在丙类状态下的临界状态，即Ucm=VCC－Ucesat。

3.在谐振功率放