《车载开关电源设计》11000字（论文）

车载开关电源设计目录TOC\o"1-2"\h\u14717车载开关电源设计 13277摘要 218336第一章绪论 2142861.1开关电源与车载开关电源的发展史及研究现状 221751.2车载开关电源的研究意义及应用前景 4269241.3本文工作内容及结构 427544第二章不同电源变换器 5248152.1降压式DC-DC电源变换器 53401图2.1buck电路 573072.2升压式DC-DC电源变换器 6121912.3反激式DC-DC电源变换器 766572.4正激式DC-DC电源变换器 8223282.5隔离电源与非隔离电源的选择及优缺点分析 93500第三章主电路设计 9283653.1总体方案设计 9238383.2设计指标 10162513.3主电路设计与元器件选型 10105353.4反激变换器设计 10122293.5励磁电感的选择： 11120873.6输出电容Co的选择： 1172823.7开关管Q的选择： 12250223.8输出二极管Do的选择： 12153083.9箝位二极管Ds的选择： 12319983.10箝位电容Cs的选择： 1291603.11箝位电阻Rs的选择： 129984第四章控制电路设计 13211254、控制电路设计与器件选型 1373254.1TL431外围电路分析与设计 13214534.2PC817外围电路分析与设计 14152374.3UC3842外围电路分析与设计 16311304.4环路设计 2272065、原理图 25144306、仿真验证 2521933参考文献 28摘要摘要：自上世纪90年代电力电子技术快速发展以来，从电子器件到设计方法都有了很大的提升，电力电子设备在我们生活工作中已经随处可见。不仅如此，颠覆性的电子设备，例如新能源汽车已不再是无法实现的，我国在2001年，便将新能源汽车列入了“863”科技项目。而在电动汽车上必不可少的部分就是供电系统，而供电系统中，必不可少的就是利用车载蓄电池给车内的低压负载供电，而对于电源来讲，开关电源相比于线性电源具有很多优势，人们也因为开关电源功耗小、效率高、等优点将其利用在电脑、家电等各个方面。本文以汽车行业的工程实际为切入点，讨论分析了多种拓扑的DC-DC开关电源，根据给定的输入输出等参数，以及实际的工程环境，决定了采用的方案，并最终设计出适用于小型汽车及新能源电动汽车的车载开关电源，并利用仿真验证了此设计的可行性。绪论开关电源与车载开关电源的发展史及研究现状开关电源起源于上世纪50年代，1950年，美国宇航局研究火箭的过程中，急需一种新型电源，使得电源变得轻小，方便去到外太空，开关电源便由此诞生[1]。1960年，各种开关电源的基本电路拓扑已逐渐清晰[2]。二十世纪七八十年代，因为电子器件的大力发展，开关电源开启了高频时代[3]。此时L.E.Jansson与方资端发现了抑制开关电源输入端射频干扰的基本原理,这一普遍原则可以在各种开关电源上应用。1978年程以南用脱机调整技术来设计大功率开关电源，使其能量损失少,设计出了更为简单并且成本更加低廉。开关电源进入了大功率、高频的时代。八十年代，计算机行业首先使用了开关电源，开关电源也自此进入了生活中，所有的计算机电源逐渐被替换成开关电源。从1990年开始，开关电源在能源、电力领域、机械自动化领域变得很流行。随着开关电源设计和生产技术的变化具有如此多的方式，在20世纪90年代，PWM软开关技术也得到了前所未有的发展，软开关技术成功的将开关电源的频率带到了高频500kHz-1MHz[4]。中国也不甘落后，秦胜彦，王景义设计出了1MHz的开关电源。2000年以来，开关电源正式进入数字化时代，2005年,美国德州仪器公司率先将数字化与开关电源技术结合，推出了数字化电源产品，[5]。近些年来，开关电源在各领域都进入高速发展阶段，从计算机领域到船舶领域，开关电源体积小、重量轻和效率高的优势也得以体现，2020年上海推拓科技有限公司对于“三相交流输入开关模式电源电路”的专利也已完成[6]，其公司的“开关模式电源电路”专利也在申请中[7]，2020年中科院基于FVF结构,设计一种新型动态斜坡补偿的电路,提高了环路的响应速度[8]。通过近几年开关电源的技术发展趋势，我们可以发现其发展趋势已经离不开更小、更薄的要求，除此之外开关电源已经开始向着低噪音、低能耗、低功耗的方向发展了，21世纪也是个环保为主题的时代，技术以及硬件的发展必将使各种智能开关电源技术得到广泛应用。对于环保问题的解决，各种各样的方案也受到了市场欢迎，不仅节约了电能，还避免过多废气的排出。开关电源因其器件的稳定性并不是容易损坏的设备，在使用中，开关电源高效、低能耗、低噪音、抗干扰能力的实现，加上厂家之间的联合生产，已经有越来越多的产品，通过技术打开了市场。而对于车载开关电源的设计方面，其趋势在于研究对各部分的加强以及与其他电子产品结合时的干扰问题，从高频电感的设计再到数字控制都在完善中，2014年董晓东将软开关技术引入发射车车载电源逆变单元功率开关器件中,用以减小系统损耗，并利用数字芯片代替模拟芯片研究了一种基于数字化软开关全桥移相电路的发射车车载智能逆变电源系统[9]，2018年廉达针对车载电源24V输入电压波动范围较宽,单级变换器实现占空比较大、温升严重等问题,设计了一款18V-72V输入两级式开关变换器,实现了在宽电压输入范围下的输出电压的稳定[10]，此外在军用领域，开关电源也有着巨大的作用，2017年陈霁便分析了开关电源EMC产生机理,并着重介绍了军用车载DC-DC开关电源的EMC电路设计、元器件选择及PCB设计、机壳结构设计方法[11]，近些年来，车载电源开关呈现出功能性强、适用范围广、应用能力强的特点。车载开关电源的研究意义及应用前景我国汽车行业自21世纪以来蓬勃发展，车载电子产品层出不穷，对于输入输出电压电流都有着更多种多样的需求，此外，汽车本身内部的工作环境要求较高，既要拥有高稳定性，又要满足高可靠性的要求，车上的干扰源较多，例如继电器、收音机等，电气设备越来越多,电气负荷越来越大，器件工作时发热较为严重,因此，车用开关电源工作时，要有较好的抗干扰、耐高温的特性，并可稳定输出电压。车载设备需要电压不同，从220V到5V不等，这更是对车载开关电源提出了更高的要求，所以车载开关电源不仅要拥有良好的电气特性，还要做到重量轻、抗干扰强、尺寸小的特点，在设计中，车载开关电源还需要具备一定的自保能力和良好的电磁兼容性。根据市场占有率以及市场需求来看，开关电源的未来，必定离不开高度集成化，随着功率的不断提升，以及各种硅元素的使用与应用，开关电源制造工艺的要求不断提升。高频化，同样也必将是其主要发展方向的另一分支，高频化的另一层意思便是开关电源的大功率以及小型化[13]，且在未来的汽车发展中，车载开关电源只有体积小、变换效率高、重量轻才能更好的适配未来的汽车，尤其在新型技术领域的应用，如无人驾驶、新能源汽车等。此外，绿色经济化发展已成为全球经济发展的共识，主席说：我们不仅要金山银山，更要绿水青山，中国不仅仅要做的是调整经济结构、完善企业结构，更要将环保、绿色的发展提升到一个新的高度。在此大趋势下，新能源汽车、无人驾驶汽车更是崭露头角，汽车电子产品在未来的汽车中比重也会越来越大，对车载开关电源DC-DC的功率、效率、EMC、输出特性等参数的要求也会越来越高，只有更强性能的性能设计方可对无人驾驶、新能源汽车领域的发展起到积极作用。本文工作内容及结构本论题主要研究适用于小型汽车及新能源汽车内部小型开关电源的设计工作，主要研究工作包括：1、提出整个系统的设计方案。2、设计主电路，计算和选择元器件。3、设计控制电路、驱动电路等，计算和选择元器件。4、设计保护电路等，计算和选择元器件。5、通过仿真手段，验证电路的合理性。不同电源变换器2.1降压式DC-DC电源变换器在这里我们讨论比较经典的BUCK降压拓扑结构，因为现在的各种降压的拓扑结构都与这个经典的BUCK电路有着相似的渊源。图2.1buck电路通过拓扑结构可知该种电源变换器的的工作方式是：当外加控制电路给予开关管高电平时，开关管Q4导通，电流从原始侧流过开关管，经过电感L3，向电阻R3进行储能，在此过程中，电感L3中的电流逐渐上升，因为电感L3中电流不能突变的特性，故电感L3对电流的增加有阻止作用，在导通结束后，电感L3中一部分的电能会转化为磁能在电感内储存。当外加控制电路给予开关管低电平时，开关管Q4关断，电感L3与二极管D3构成回路，将电感L3内部的磁能转化为电能，输出给电阻R3消耗，以此重复上述两个过程。Buck变换器的CCM模式：在电感足够大的时候，Buck变换器工作在CCM模式：开关周期内，对于电感来说，其电流值一直大于0，即连续导通，电感内部磁通大于0.输出电压：UBuck变换器的DCM模式：在电感较小、负载较大、或者MOS管开关周期较大时，在一个开关周期内会出现三种状态：即电感电流呈线性增加、电感电流减小、以及电感闲置。开关周期内，对于电感来说，其有时会出现电感电流为0的情况，内部磁通有时会出现0的情况。通常情况下，要求变换器工作在CCM模式下Buck电路缺点：单纯使用Buck作为稳压器的系统无法在电池电压低于系统要求电压范围的情况下得到稳定的输出电压，再加上转换器中实际存在的电压降，故其较为困难，且驱动电路较为复杂。2.2升压式DC-DC电源变换器接下来简单讨论boost变换器，其基本拓扑如图所示。图2.2boost电路通过拓扑结构可知该种电源变换器的的工作方式是：Step1：充电过程：当开关管导通时，输入电流流过电感L2，由于电感的保持特性，内部将一部分电能转化为磁能储存起来，Step2：放电过程：当开关MOS管断开时，由于电感L2的保持特性，电感对新形成的电路进行释放能量，即电感L2对电容C2进行充电，Boost电路中，二极管D2的作用是防止电容对地放电。Boost变换器的CCM模式：在电感足够大的时候，Boost变换器工作在CCM模式：输出电压与占空比的关系：D=V在电感较小、或电阻较大、或开关频率较低的时候，Boost变换器工作在DCM模式下将两种工作模式进行比较得出：CCM模式下流过开关管的电流小于DCM模式下流过开关管的电流，而CCM模式下的电感感值大于DCM模式下电感感值。小功率轻载情况下，一般工作在DCM状态下。Boost电路缺点：输出侧二极管电流为脉动电流，会使得输出纹波较大其电压变比大于一，是个只能升压不能降压的变换器。2.3反激式DC-DC电源变换器反激式开关电源的基本拓扑如图所示。图2.3反激式电路其基本工作原理为：可以通过拓扑图看到，此变压器绕组的极性是相反的，所以当原边绕组导通时，副边绕组与其相反，副边中并无电压。Step1：当开关管导通时，变压器原边电感电流上升，电感将能量储存在变压器内。Step2：当开关管Q5断开时，此时，二次侧二极管D4导通，一次侧中的能量通过二次侧向负载输出，同时也补充了电容损失的能量。反激变换器的CCM模式V反激变换器的DCM模式V反激变换器的临界模式V优点：成本低，适用于宽范围的电压输入，能实现多组输出。缺点：输出纹波较大但可采用不同的环路进行反馈控制稳定。2.4正激式DC-DC电源变换器正激式开关电源的基本拓扑如图所示。图2.4正激式电路正激变换器工作原理：通过拓扑图可以看到原边与副边在工作中是同时导通的。step1：当开关管导通时，变压器原边电感电流I上升，同时，副边电感电流也上升。Step2：当开关管关断时，储能电感L4将能量通过续流二极管D5来给输出端供能，以此来得到稳定的输出电压。这个变压器只用作传递能量，几乎不用作存储能量。2.5隔离电源与非隔离电源的选择及优缺点分析日常电源设计中，电源变压器、由多元件组成的开关电源、以及线性电源是非常常见的，不管是哪一种电源，它们的设计都有隔离和非隔离型这两种。隔离电源：在电源的输入输出回路之间没有直接的电子元件的连接，输入输出之间为空气，没有电流回路，当开关管被击穿造成短路，或者因为故障造成电路损坏，对于负载而言，只是造成了断电的影响，不会对负载造成损坏，其优点很明显，不容易发生电气事故，对人身安全有很大保障，缺点就是相比于非隔离电源设计方案要更复杂，成本较高。非隔离电源：是指输入输出都有一定的电子元器件直接联接，输入和输出之间是共地的，存在触电危险及共地干扰的可能，若开关管击穿造成短路，输入端出的电压将会直接作用在负载侧，很有可能因为短路高电压，对负载造成损坏进而危害人的生命。因本次设计考虑到在汽车上，具有一定的安全要求，虽然本身设计要求电压不致人有生命危险，但在高速路上行驶的汽车，速度达到80km/h，驾驶员的注意力高度集中，任何刺激性故障都会给人带来不尽的后果，为保障人身安全采用隔离电源。故本次设计主电路采用反激式电路。主电路设计3.1总体方案设计图3.1整体设计框图在本设计中，DC-DC变换器选择的是反激变换器，DC-DC变换器的控制电路选择的是UC3842芯片。下面对主电路和控制电路分别进行设计与选型。3.2设计指标输入电压：12VDC；输出电压：5V；输出电流：1A；纹波峰峰值：≤0.2V3.3主电路设计与元器件选型主电路的电路图如下图所示：图3.2主电路图3.4反激变换器设计下面分析反激变换器的稳态电压增益，在本设计中假设反激变换器的开关频率为50KHz，分析时假设变压器为理想变压器，箝位电路忽略。在一个开关周期内，反激变换器有两种工作状态。在开关管Q导通期间，输出二极管Do断开，此时，变压器原边电压为：V输出二极管承受的电压为V在开关管Q断开期间，输出二极管Do导通，此时变压器原边电感电压为：V开关管Q承受的电压为V其中n为变压器副边与原边的匝数比，即n=在一个开关周期中，根据变压器原边电感电压满足的伏秒平衡原理，可得：D所以反激变换器的稳态电压增益为：V在本设计中，取n=Ns/Np3.5励磁电感的选择：在一个开关周期中，负载上流过的电荷为Δ在开关断开时刻，副边电流等于IoΔ在一个开关周期中，有Δ所以有Io1所以在开关由导通到断开的时刻，原边电流为：I原边电感电流在开关管开通时，它的电流值为0，在开关管导通结束时刻，原边电感电流为Ip，电流变化斜率为VV所以连续与断续的临界励磁电感感值为：L在此，选择励磁电感为50uH。3.6输出电容Co的选择：输出电容的值与输出电压纹波有很大关系。输出电容的表达式为：C式中fc为电压环的截至频率，在本设计中，开关管的频率为50KHz，设定电压环截至频率为1/10的开关频率，即fc为5KHz，因此选择电容为3.7开关管Q的选择：开关管Q承受的最大电压为Vg+Vo/n=12+5/(5/4)=16V，开关管上流过的电流平均值等于反激变换器输入电流平均值，已知反激变换器的输入电压为12VDC，输入功率为5W，所以输入电流为0.42A。所以选择的开关管型号为：3.8输出二极管Do的选择：对于输出二极管所承受的最大电压为Vo+nVg=5+12×5/4=20V，二次侧输出二极管上的电流值等于输出电流1A，我们考虑一定的参数裕量，来进行输出二极管型号的选择，最终查资料可选择输出二极管的型号为

MSK340A，它的参数为3.9箝位二极管Ds的选择：箝位二极管所承受的电压值等于开关管所承受的电压值，在此选择箝位二极管的型号为MSK340A，其耐压值为50V，正向平均电流5A，MSK340A的正向导通压降为0.46V，MSK340A的反向恢复时间为0。3.10箝位电容Cs的选择：已知输入电流的平均值为0.42A，在开关导通期间输入电流的变化量为∆在开关管Q刚导通时，输入电流为IA，在开关管Q导通期间结束时，输入电流为I1所以在开关Q导通状态结束时刻，输入电流为I考虑变压器漏感为励磁电感的1%，所以在开关状态切换时，漏感中的能量会被传递到箝位电容中，箝位电容的电压为：1所以根据上述公式，箝位电容取值为：10nF/100V。3.11箝位电阻Rs的选择：在开关断开期间，箝位电容Cs上的能量通过箝位电阻Rs以热能的形式耗散掉，有如下近似公式：1所以箝位电阻的取值为：2Kohm。控制电路设计4、控制电路设计与器件选型本设计方案主电路采用反激变换器，输入输出具有隔离，所以其输出电压的采样也需要经过隔离送入控制芯片UC3842，控制电路设计思路如下：Step1将输出电压经过TL431，TL431是一个具有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源，可以任意地设置到从Vref(2.5V)到36V范围内的任何值，通过将输出电压值与TL431的内部参考电压进行比较，根据比较值的高低来决定TL431的通断，即输出电压高于目标值时，TL431导通；输出电压低于输出目标值时，TL431断开。Step2将输出电压与电阻、光耦隔离器PC817的1/2引脚、TL431的A/K串联，将输出电压信号转化为光耦的电流信号；Step3光耦的1/2引脚有电流通过，将电路信号转化为光信号；Step4光信号可以控制光耦的3/4引脚有电流流过，从而实现了信号从电→光→电的转变，实现了输出采样的隔离；Step5光耦的3/引脚上接有电阻，电阻上的压降传递到UC3842的反馈电压引脚端，该输出反馈电压与UC3842内部的参考电压作差，同时经过电压误差补偿环节产生调制信号；Step6调制信号与UC3842采样到的电流信号进行比较，从而得到所需要的开关管占空比，利用UC3842的输出电流控制主电路开关管的通断时间，从而实现输出电压的闭环控制。下面对TL431、PC817和UC3842的外围电路分别进行分析与设计。4.1TL431外围电路分析与设计TL431是一个有良好热稳定性能的可控精密稳压源。它的功能类似于稳压二极管，它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，开关电源、运放电路等。TL431特点最大输出电压为36V电压参考误差：±0.4％，25℃下低动态输出阻抗，典型0.22Ω负载电流能力1.0mA~100mA全温度范围内温度特性平坦，典型值为50ppm/℃；温度补偿操作全额定工作温度范围低输出噪声电压TL431的外围电路如下图所示：TL431内部的参考电压为2.5V，所以为了维持输出电压为5V，电阻R1和R2的选择需要满足下式：R所以在本设计中，R2=10K电阻R1、R4电容C1构成比例积分运算电路，其传递函数推导如下：将R1、R2中间点电压看成不变，输出电压Vo的变化会引起电压Vc的变化，根据基尔霍夫电流定律，其传递函数为：∆4.2PC817外围电路分析与设计PC817是很常用且好使的线性光电耦合器，常用来增加电路安全性，减小电路中的干扰，且能帮助简化电路设计，可以帮助完成对电路的不同部分隔离分开的作用，常在精密电路仪器中担任耦合器件的功能，也可在开关电源、适配器、空调、DVD、电脑终端机、测量仪器、以及家用电器中找到。其内部结构如图所示：PC817的内部结构上图中，管脚1为阳极，管脚2为阴极，管脚3为发射极，管脚4为集电极。其工作原理如下：Step1：1，2管脚为输入端的阳极和阴极，当输入端1/2通过电压信号时，电压信号通过输入端的发光管；Step2：发光管上通过电流后，发出红外线，光线照射在受光器上；Step3：接收器接受到光线后，产生光电流，简单3步便实现了“电-光-电”的转换和传输。相比之下，普通光电耦合器只能对开关信号或者数字信号进行响应，但是线性光电耦内部可以通过输入端激发的光信号强弱，决定光敏元器件接受到光信号的强弱不同，导致输出电信号的不同，PC817光电耦合器在电路中的应用，不仅用作隔离作用还可以起到反馈作用。PC817的外围电路如下图所示：当PC817的引脚1/2有电流通过时，引脚3/4上有光电流通过，该电流在电阻R4上会产生电压降，此电压降送入到UC3842的反馈电压引脚，即可实现输出电压采样的隔离。同样，电压Vc的变化会引起光耦原边电流Id的变化，由于电阻R5上的电压等于光耦二极管的管压降，可以看成是一个恒定值，所以电压Vc到电流Id的传递函数为：∆光耦可以看成是一个线性光耦，原边电流Id会产生会变电流It，电流It会在电阻R6上产生电压降，该电压降Ve即传递到UC3842的反向输入端，所以电压信号Ve到电流信号Id的传递函数为：∆上式k为光耦的传递系数。所以输出电压Vo到反馈到UC3842的电压信号Ve的传递函数为：∆4.3UC3842外围电路分析与设计4.3.1UC3842的引脚及其功能图4.1UC3842的引脚如图4.1：引脚作用引脚1输出引脚2的取样电压与基准电压比较后的结果来确定误差放大器的增益引脚2引脚2输入取样电压，之后通过比较器将取样电压与基准电压进行比较，利用误差电压来控制脉冲宽度；引脚3引脚3为PWM比较器的电流传感端，利用mos管源极的电阻将电流转化为电压，此外也可用作保护电路；引脚4定时端；引脚5引脚5为接地端；引脚6UC3842的输出端；引脚7启动以及工作电压的输入端，具有欠压或过压时的保护功能，电压低于10V，不工作；引脚8引脚8为内部基准电压输出端（5V），电流可达50mA。4.3.2UC3842的内部结构UC3842是高性能电流型控制器，其内部电路见图4.2：图4.2UC3842的内部结构4.4.3UC3842外围电路设计UC3842的外围电路如下图所示，其中2引脚VE接PC817的4引脚，7引脚接供电电源，g接开关mos管的门极，S连开关mos管的源极引脚1（COMP），输出电压误差补偿引脚，其内部为运放的输出端。该引脚通常接阻抗网络到引脚2完成输出误差电压。引脚2（VE），输出电压反馈引脚，接阻容网络至引脚1。电阻R7、R10、电容C4组成输出电压的补偿网络电路，其传递函数为：V其中verr引脚3（ISEN），电流检测引脚，在一个变换器中，输出电压与电感电流成比例，通过检测电感电流的峰值，当该峰值电流超过输出电压允许值时，该引脚可以断开开关管，实现对输出电压的限制。引脚4（RT/CT），该引脚与变换器开关管频率相关，通常该引脚通过电容CT接地，通过电阻RT接参考电压，根据芯片资料手册，要使得开关管工作频率为50KHz，所以电阻RT为3.5Kohm，电容CT为10nF。引脚5（GND），芯片接地引脚。引脚6（OUT），PWM输出引脚，该引脚接电阻R9至开关管门极，电阻R9的取值与开关管的开通关断时间相关，在本设计中，取电阻R9为5ohm。引脚7（VCC），芯片供电引脚，芯片最大承受电压为30V，在本设计中，采用15V供电，为了保证供电的稳定性，通常在该引脚通过电容C6到地，达到稳压滤波的作用，在本设计中，电容C6取为10uF/50V。引脚8（Vref），芯片参考电压引脚，芯片向外提供一个5V的参考电压。保护电路：对于单端反激变换器来讲，其主电路的保护如下图所示。图3RCD钳位电路当电路工作时，电流到达变压器一次侧，并对一次侧的电感进行充能，由于变压器中的漏感不能耦合到二次侧，故这一部分的能量不能传递下去，其能量将通过寄生电容释放，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制对电路的不良影响，可设计RCD钳位电路进行预防.工作原理：Step1：当开关电源Q5关断时，漏感释放能量；Step2：二极管D4导通后，电容C8两端电压上升；Step3：二极管D4截至，电容C8的能量通过电阻R4释放，实现了对漏感的释能。这是UC3842的典型保护电路：此电路是利用UC3842的引脚3来实现的，通过开关管源极的电流进入引脚3，当电路过载时，UC3842采取保护措施，将开关管的占空比进行降低，并且控制输出电压，当电压低到不能使UC3842工作时，外围电路关闭，之后再想工作，只能依靠R1和R2启动，这种方式称为打嗝式保护。4.4环路设计根据前面的分析，输出电压Vo到UC3842的反向输入端的传递函数为：∆UC3842的运算放大器的传递函数为：∆产生的∆Vcomp信号在UC3842内部经过了电阻分压，根据芯片资料可知，内部电阻分压为1/3，经过电阻分压之后，产生了∆通过采样采样电阻Rsns上的电流，将采样到的电流信号与∆Vtℎ相比较，产生PWM波，设定耦合电感原边电流为Ip，耦合电感副边电流为Is，副边电流Is在输出侧引起输出电压V∆上式中，Co为反激变换器输出电容，Ro为反激变换器负载电阻，Np∆现在需要对上式中的参数进行选择设计，根据前面的分析，已知的参数有：NNRCk为PC817A的传递系数，参考芯片资料，该值为0.8。采样电阻Rsns的设计在箝位电路分析时，我们知道，输入电流的最大值为2.28，采样电阻将电流信号转换为电压信号，参考UC3842的芯片资料可知，该电压信号最大值为1，考虑一定的裕量，所以采样电阻的值为：R因此，在本设计中，采样电阻选择为0.3欧姆。所以开环传递函数可以简化为：1上式可以简化为：kk将上式切分成两部分，补偿前的函数为：H补偿函数为G利用matlab画出Hs的伯德图，如下图所示，其中在5KHz处，幅值裕度为-32.9dB，相角裕度接近于90要使得补偿后的函数在5KHz处的幅值为0，相角裕度大于45°，所以补偿函数Gc1）补偿函数在5KHz的幅值裕度为32.9dB，用于补偿Hs在5KHz的-32.9dB2）补偿函数的零极点在5KHz产生的相位滞后为45°。已知补偿函数有两个极点和一个零点，其中原点处的极点产生的相位滞后为90°，所以零点fa和极点fb在5KHz产生的相位超前为4f所以补偿函数的表达式可写为：G又根据20lgGcjG通过开环传递的伯德图，可以发现它的穿越频率在4.78KHz，且相角裕度为46°，满足前期设计要求。补偿后的开环传递函数的伯德图如下：根据前面的分析有如下等式R上式左边可化简为：R所以有如下等式：CRR所以上式取值为：RCRCRRR5、原理图6、仿真验证采用PSIM仿真软件对上述设计进行仿真，根据前面选定的参数，搭建仿真电路图如下所示，电路仿真图如下图所示：仿真输出电压结果如下图：输出电压纹波如下，可以发现，输出电压纹波约为0.01V，满足前期设计要求。当输出功率为5W时，输出电压如下：当输出功率为0.5W时，输出电压如下：当输入电压进行合理波动时，根据资料查询可知，合理波动范围为±10%，输出电压如下：+10%：根据上面的仿真结果，可以知道，输出功率从10%变化到100%，输入电压在±10%范围内波动时，输出电压一直保持在目标值5V。故得出结论：此方案具有工程可行性参考文献[1]陈菁,张万.单片机控制下可变输出电压的电源设计[J].现代电子技术2018,41(2):92-94.[2]李宏,赵家贝.浅析高频开关电源的发展[J].电气技术2011,30(04):50-54.[3]王月爱,王勃.电源技术的应用研究与发展趋势[J].中国集成电路.2012(04):69-72.[4]侯清江,张黎强,许栋刚.开关电源的基本原理及发展趋势探析[J].制造业自动化.2010,32(09):160-162+169.[5]郇真云.数字电源概述[J].中国西部科技.2009,6(77):31-32.[6]ShanghaiTuituo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