CN115047314B 一种多芯片igbt模块芯片级开路故障的在线监测电路及方法 （西安交通大学）

(19)国家知识产权局(12)发明专利(10)授权公告号CN115047314B(65)同一申请的已公布的文献号(73)专利权人西安交通大学(74)专利代理机构西安通大专利代理有限责任公司61200专利代理师贺小停ModulesBasedonaNewlyDefCharacteristicParameterLow-SensitivetoOperationConditions.《IEEETRANSACTI第6期期),第7711-7722页.(54)发明名称一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测电路及方法本发明公开了一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测电路及方法，包括VCC电路保护电阻R₂,其中保护电阻R₂与钳位NMOS的漏-源极并联，钳位NMOS的源极与双向稳压管串联，护电阻R1的另一端与被测器件并联，滤波电容和辅助电压源并联后再连接到NMOS的栅极与保护电阻R1的另一端；所述HSP转换电路包括缓冲器、比较器、比例微分器和采样保持器，其中缓冲器的输出端分别与比例微分器和比较器相连，比例微分器的输出端与采样保持器的输入端相连，比22.一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，采用权利要求1所述的在线当被测器件处于关断状态时，利用VCC电路隔离高压，防止较高3.根据权利要求2所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特4.根据权利要求3所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特35.根据权利要求4所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特征在于，在第二阶段，栅极-发射极电压V维持到米勒平台电压V₆p,在这个阶段，dVcE/dt表示为：因此6.根据权利要求5所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特其中，A为被测器件中单个IGBT芯片的栅极重叠面积，N₃是基极掺杂浓度，是单位电子其中t=Ccc(nR₆+Rgin),C。是电荷提其中vsa是载流子饱和速度，p₀是阳极PN结导通状态下的过剩载流子密度。7.根据权利要求6所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特征在于，所述当被测器件处于关断状态时，利用VCC电路隔离高压，防止较高的母线电压对当被测器件处于关断状态时，其集电极-发射极电压VCE母线电压Vpc,NMOS源极和被测器件发射极间的电压Vs被钳位到双向稳压管D₂的齐纳电压V₂,保护电阻R₂由下式确定：4此时满足：8.根据权利要求6所述的一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测方法，其特征在于，所述利用HSP转换电路将被测器件的集电极-发射极电压VcE转化为电压变化率5技术领域[0001]本发明属于工业控制计算机及系统制造领域，具体涉及一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测电路及方法。背景技术[0002]目前，电力电子系统在交通运输、可再生能源系统和工业自动化等广泛的工业应用中占有重要地位。作为核心，功率器件在电力电子系统的鲁棒性和可靠性方面扮演关键能将逐渐发生退化，例如键合线疲劳、铝电极重塑和焊料空洞。当功率模块的退化积累到一定程度时，可能会对整个电力电子系统造成灾难性的破坏。根据两次工业界对电力电子系统故障原因的调查显示，功率器件分别占总故障分布的21%和34%,这表明功率器件是系统中可靠性最薄弱的部件之一。因此，有必要在关键应用中对功率模块进行在线监测，以便提前识别异常和退化信号，防止意外的灾难性故障发生。[0003]对于多芯片并联的大功率模块，由于较大的温度波动和材料之间的热膨胀系数 (CTE)不匹配，键合线疲劳是主要的退化失效模式之一。当单根键合线因疲劳失效而脱落后，芯片上的其他键合线将承受更高的电流密度并产生更多的焦耳热，从而加快整个芯片的开路故障速率。随着开路芯片数量的增加，功率模块的载流能力不断下降，结温逐渐升高，直至发生灾难性的热失效。由于单根键合线的脱落在多芯片功率模块中十分不敏感，芯片级开路诊断可以在监测难度和效果之间取得很好的折衷。对于多芯片IGBT模块，某个芯片的开路故障不会立即导致整个功率模块的灾难性故障。因此，芯片级的开路诊断在某种程度上可以看作是多芯片功率模块健康监测的前兆。[0004]近年来，功率模块的在线监测和诊断技术取得了长足的进步。国内外学者提出了一系列静态和动态特性参数来实时监测器件的结温和退化情况。然而，有三个主要缺点限制了它们在实际工程中的应用，具体如下：[0005](1)安全性：一些参数本身不利于设备安全，如关断时的电压过冲和串扰效应。前者被认为是一种与键合线退化无关的热敏电参数(TSEP),但可能会导致器件过压击穿失效。后者用于诊断IGBT芯片的开路故障，但在互补器件开通过程中可能导致器件误导通。从器件应用的角度来看，需要采取一定的措施来降低这两种效应，例如有源栅极驱动、相邻去耦技术等，这与在线监测提升参数敏感性的意图相违背。[0006](2)工况敏感性：一些参数与运行条件密切相关，从而大大增加了监测成本，如集相关。因此，其监测精度取决于动态电流和结温的测量，键合线疲劳造成的微小变化可能会被工况所干扰。对工况的高敏感性限制了其在实际工程中的诊断精度。[0007](3)监测难度：一些参数在高频工况下很难提取，除非改变功率器件的工作状态，如导通延迟时间t和关断延迟时间t在提取这些变量的过程中，栅极电阻R需要设置得足够大以实现高灵敏度，例如300Ω和2000Ω,由于开关损耗过大，不能直接应用于高频6[0008]本发明的目的在于提供一种多芯片IGBT模块芯片级开路故障的在线监测电路及输出端分别与比例微分器和比较器相连，比例微分器的输出端与采样保持器的输入端相7是栅极-发射极电容，Cox是重叠氧化层电容，n为被测器件中并联IGBT芯片的数量，R为被测IGBT器件整体的外栅极电阻，Rgin为单个IGBT芯片的内栅极电阻，集电极-发射极电压VCE与栅极-发射极电压VG的关系近似表示为：[0030]进一步地，在第二阶段，栅极-发射极电压VG维持到米勒平台电压VG,在这个阶[0032]其中，是被测器件中单个IGBT芯片的跨导； [0044]进一步地，所述当被测器件处于关断状态时，利用VCC电路隔离高压，防止较高的[0045]当被测器件处于关断状态时，其集电极-发射极电压VCE母线电压VDc,NMOS源极和被测器件发射极间的电压Vs被钳位到双向稳压管D₂的齐纳电压Vz,保护电阻R₂由下式确定：8置的安全运行提供有力的支持。相比于现有的监测方法(如表一所示),所提方法的优势具风险。前者监测电路的开路故障会引入过大的导通栅极电阻RM,从而增加被监测高频逆变9风险因素，增加逆变器运行的不确定性。对于所提出的HSP监测方法，其监控电路没有连接到栅极，因此不会影响器件和逆变器的正常工作。此外，监控电路的故障不会导致被监控逆变器的故障。然结温的影响可以忽略不计，但需要考虑I变化的影响。而对于基于VG的持续时间和对I,T₃和Vc的敏感性非常低，在对芯片级开路故障的监测中基本可以忽略工况的影响，因此更适用于在复杂变化工况下的故障诊断。[0069](3)在提取难度方面，基于串扰效应和VGE持续时间的监测方法依赖于专门设计的片的带宽、数据采集的速度，这对准确获取动态信号是一个挑战。而对于所提出的HSP,与时间无关的特性提高了其提取精度，而采样保持器确保ADC有足够的时间来转换模拟信号。此外，由于设计紧凑，在线监控电路既可以在现有逆变器中即插即用，也可以集成在新设计的栅极驱动电路中。[0070]表一芯片级开路故障诊断方法对比串扰效应VGE开通持续时间[0072]★★★—好★★—一般★一差附图说明[0073]为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进[0074]图1为IGBT器件的关断过程；[0075]图2为IGBT器件关断过程中不同阶段的等效电路和空间电荷区(SCR)分布：(a)阶[0076]图3为不同阶段电压变化率与工况条件的耦合关系；[0077]图4(a)为在线监测电路原理图，图4(b)为在线监测电路理论波形；[0079]图6为双脉冲实验中监测电路板的测试波形：(a)健康状态，(b)单芯片开路状态；[0080]图7为逆变器样机中监测电路板的测试波形：(a)健康状态，(b)单芯片开路状态；[0081]图8为上位机提取的不同状态下HSP的数字量。[0088]本发明方法提出的芯片级开路故障的特征参数为在关断瞬态某一过程的电压变示为以表示为在这三个阶段中，最明显的区别是第二阶段的dVcE/dt是与时间无关的变量，仅与T、I、中在线监测的特征参数，这样孔径延迟和采样保持放大器(SHA)的抖动引入的误差几乎可[0113]本方法设计的HSP在线提取电路如图4(a)所示，主要由电压钳位电路(Voltage式确定：NMOS开始处于低阻抗状态，此时满足[0120]其中Vm是NMOS的阈值电压。由于Vs=Vc-VsE,不等式(14)可以重新整理为[0122]上述不等式确定了VC的准确测量范围，此时满足间的电压尖峰和振荡，通常设置为10Ω。[0126]HSP转换电路的目的是将VC转化成电压变化率dVcE/dt,并在关断的第II阶段进行保持。它主要由缓冲器，比较器，比例微分器和采样保持器(SHA)组成。上述部分的理论输出波形如图4(b)所示。缓冲器主要用于隔离前级VCC电路和后级HSP转换电路，消除它们之间的相互影响。缓冲器的输出大约等于VCC的输出，即V。比例微分器将电压转换为电压斜率，其输出为其中K,是微分器的比例。此外，比较器的作用是连接到缓冲器为采样保持器提供[0130]其中tAD是采样保持器的有效孔径延迟，tp是比较器的传播延迟。上述延迟将影响[0132]上面不等式可视为VREF的选取标准。最后，采样保(ADC)传输到上位机，以作为芯片级开路失效的特征参数。[0133]以型号为英飞凌FF150R12ME3G的IGBT模块为例，说明本发明方法的具体实施步[0134]步骤一，设计VCC电路。根据公式(12)—(17)和被测器件的参数选取VCC电路中的了测量安全性。[0135]表二VCC电路的参数设计和测量范围符号取值符号取值R测量范围步骤二，设计HSP转换电路。根据公式(18)—(20)确定电路的具体参数，如表三所表三HSP转换电路的参数及设计依据符号取值符号取值V双脉冲测试中，采用设计的PCB的测量波形如图6所示，与图4(b)中理论波形基本相同，说明设计的电路板可以实现预定的功能。[0142]步骤四，设计ADC的采集程序。在每个开关周期将PCB输出端的模拟量转换成数字量传递给上位机。的测量结果如图7所示。当I方向为负时，电流流入被测器件，此时输出为被监测的HSP。结果表明，在高频逆变器应用中，所提出的监控电路可以准确状态的功率模块的HSP数字量如图8所示。虽然逆变器中T和I的变化很大，但只要单个芯片发生开路，HSP会发生明显突变，故障信号可以立即传输给上位[0144]以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。骤。[0134]步骤一，设计VCC电路。根据公式(12)—(17)和被测器件的参数选取VCC电路中的钳位NMOS和元件参数，具体如表二所示。VG+s和V。的测量范围分别为0～13V和0～10V,确保了测量安全性。[0135]表二VCC电路的参数设计和测量范围符号取值符号取值NMOSIPN60R600P7SRMMSZ5243BVe's_oNV₂V6's_oFE测量范围0~10VV₀步骤二，设计HSP转换电路。根据公式(18)—(20)确定电路的具体参数，如表三所表三HSP转换电路的参数及设计依据符号取值符号取值FF150R12ME3GComparatorTLV36012.5nsVHAD783ADHD200nsVREP3.5V步骤三，设计在线监测的PCB电路板，如图5所示。PCB板的总面积为5cm*4.7cm。在双脉冲测试中，采用设计的PCB的测量波形如图6所示，与图4(b)中理论波形基本相同，说明设计的电路板可以实现预定的功能。[0142]步骤四，设计ADC的采集程序。在每个开关周期将PCB输出端的模拟量转换成数字量传递给上位机。的测量结果如图7所示。当I方向为负时，电流流入被测器件，此时输出为被监测的HSP。结