【电除尘器高频电源控制系统设计案例12000字】

电除尘器高频电源控制系统设计案例目录 1 11.2硬件电路设计 21.2.1主控芯片的选择 2 4 8 1.2.7硬件抗干扰设计 21.3.4采样时序和A/D转换 1.3.5数字化PI控制 1.3.7软件抗干扰设计 281.1控制系统总体设计三相整流桥整流后的脉动电压U₁输入到整流变初级侧的脉动电流I₁整流变压器输出的直流电压U₂整流变压器输出的直流电流I₂图1.1控制系统结构框图Fig.1.1Controlsystemstr本文在研究过程中根据以上相关要求进行分析，而确定出控制系统，其结构框图如图1.1所示。具体分析可知在这种系统中，相应的主控单元为DSP。其中还有键盘输入电路，液晶显示电路、信号发生电路、火花检测和保护电路等。通过电流保护作用。在运行过程中一些情况下主要是通过分压的方式采集高压回路的电信号，这样在方便处理的同时也会导致安全隐患，为有效的处理这种问题，就需要引入静端信号处理板。在主控电路板上，为满足一定的保护性能要求，对全部的驱动和保护信号都通过隔离光耦隔离处理，A/D信号则设置了钳位电路，这样可以避免其影响到DSP芯片的可靠运行，从而满足保护要求。为提高电路速度，在主板设计过程中还引入了高速光耦4504,根据相关资料可知其延时在100ns内。1.2.1主控芯片的选择本设计过程中在主控芯片选择时，对比分析选择了TMS320LF2407,通过其对系统进行总体控制。这种芯片的功能强大，有灵活的指令集、处理速度快，对数字信号可以高效的处理，因而可很好的满足此领域的应用要求。分析可知其典型特点如下47-48(1)4级流水线操作，在运行过程中可以方便的基于同步程序总线、数据总线进行处理，这样使得其对指令的处理速度显著提高。(2)硬件乘法器性能高，可以在一个周期内计算出32位积。(4)引入了CMOS技术，电压3.3V,性能的功耗降低，而处理速度则大幅度提高，可更好的满足实际应用要求。(5)电源管理过程中可选择不同的功耗模式，总体功耗大幅度降低。这种芯片能够完全满足电厂的使用要求，故本系统的主控电路采用1.2显示出控制系统的结构相关情况。一次电压、电二次电压、电流采样RS232串门通信电路CAN总线通故障保护AD有效值程序RAN电平转换并行数据口保护电路图形数字液晶电压变换光耦4504PWM1-4-图1.2所示，系统通过采样电路得到模拟量信号，接着对这些信号进行一定的预处理后，发送到A/D转换□,然后在一定采样基础上实现A/D转换目的，其后将转换后的结果进行数字PID运算，根据所得结果进行PWM输出。在运行控制过程中观察到火花放电条件下，则进行DSP外部中断。在特定条件下如果检测到电源故障，则将对应的故障信号发送到功率保护脚PDPINT,这样就可以将全部的PWM输出关闭，从而对系统起到保护目的。下表显示出本系统占用的表1.1系统资源分配表电路部分占用DSP资源该引脚功能电参数采样部分直流母线电压采样过流信号电压采样控制开关管T1控制开关管T2控制开关管T3(1)工频交流电流采样,灵活性差，这样也存在一定的应用局限性；而用霍尔元件检测，的成本高，且在运行过程中交流电流Im约为10A,幅值Im=10√2≈14A,而DSP安全电压为03.3V,这样在运行过程中发送到DSP的信号包含两部分，其中的直流偏置1.5V,交流1.5V左右，这样干根据以上的参数进行进行计算，就可确定出采样电阻最大值,在实际运行过程中很多情况下输入电流非最大。因而在进行调试时设置采样电阻取100Ω。而这种类型互感器的电流变比为1000:1,在运行过程中带负载不超过20Ω,这样为获得更为合理的信号波形，需要对其进行一定的改进和补救处理。电流互感器在运行过程中需要确保检测精度达到较高水平，需要考虑到零激磁电流相关的参数。而对互感器而言，在运行过程中负载阻抗大部分情况下保持恒定。而应用的为环形磁芯，次级线圈保持均匀的分布，这样在处理过程中可不需要考虑到漏感。不过无法满足零激磁电流相关要求，因为磁导率不是无穷大的o次级接有检测电阻情况下，这种互感器的初级电流中只有很少部分用于磁化磁芯。因而为更好的满足检测精度要求，应该控制磁芯中磁感应处于较低水平。在次级开路情况下，I₂N₂将消失。这种条件下初级线圈的磁势N₁I₁全部用来磁化磁芯，因而和前一种条件下的相比峰值磁通会达到较高水平，磁芯基本上饱和,次级的电压会很高。这样很容易产生一定破坏问题，此外因△B很大，会产生很明显的发热问题，为此就需要进行适当的控制调节。在实际应用过程中一些情况下，为提高采样性能，需要电流互感器副边的电阻达到较高水平，而进一步分析可知这种器件的带载能力差，在接入大电阻情况下很容易导致波形畸变相关的问题，这对采样精度会产生很不利影响，因而很有必要进行适当的控制。为此在设计过程中可适当的引入一级线性放大器进行调节,这种放大器的结构相关情况如图1.3所示。具体分析下图可知，为方便处理而假设原副边电压为U₁、U₂,电流为I₁、I₂。运放输出电压,可以据此对微弱的信号进行检测，而满足相关的应用要求。图1.4具体显示出电流采样相关情况。32图1.4交流电流采样电路Fig.1.4ACcurrentsa采样电路电流为：(2)工频交流电压采样为解决电压检测问题，设计阶段采用电压互感器，两侧电流比为1:100,系统运行过程中相应的交流电压Ums为250V,而DSPV,其输入到DSP的信号可划分为两部分，分别为交流电压和直流电压偏置。对,在设计过程中考虑一定的冗余因素，而设置为2W分析上图可确定出采样电路的电压为：(3)直流母线电压采样在运行过程中这种设备可以对交流电压进行精确的检测，不过对直流电压，无法获得相应的交变磁场，这样就无法实现测量目的。而对本系统，在应用过程中可以检测其直流输出母线电压，因而应该需要对这种信号进行精确的检测。霍尔效应是一种常见的电学现象，从微观原理分析可知，这主要和洛仑兹力存在相关性，在一定电子运动基础上会导致板上出现了电动势。根据物理学理论分析可知，带电粒子在磁场中运动时会受到洛仑兹力影响，这样也使得其轨迹出现偏转，进而引发霍尔电动势。在此效应基础上制备出的测量器件就是霍尔传感器，进行理论分析可知霍尔电压存在一定的正相关关系，这样就可根据这一关系对一些复杂难以直接测量的量进行转换厚测量。如控制电流保持不变情况下，可通过其检测出交直流磁场强度，在一定条件下控制输出的霍尔电压与电压存在比例关系，这样即可实现功率测定目的。磁场强度固定情况下，则可通过霍尔传感器检测出交直流电流和电压相关参数。此外也可以据此进行一定转化处理后，测量力、位移、压差、速度相关的变量。在工业检测领域，这种传感器被广泛的应用。在本系统中，为满足直流电压测量要求，而选择了CSIOMA-P型电压传感器，这种测量器件主要是基于霍尔效应、在一定磁平衡基础上实现测定目的。在运行过程中其输出和输入小电流的波形保持一致，并通过电阻进行转换而获得电压参数。通过这种传感器进行检测时，和被测对象完全隔离，同时从性质上看其属于电流输出型，可以很好的抵抗外界环境的干扰，且有良好的稳定性。对小电流的检测精确性高。图1.6显示出直流母线电压采样电路相关情况。基于上图进行分析确定出直流电压为：1.2.3驱动电路驱动电路可以为相关功能器件的运行提供支持，其将主电路和控制电路密切的结合起来，对系统的运行可提供支持，且和其运行安全性存在密切关系。驱动电路主要是放大输出的脉冲，然后满足器件的运行相关要求。可关断器件的类型和工作模式都确定基础上，接着进行对比分析而选择适宜的驱动电路，主要是如耦合电路和逻辑门电路，据此满足相应驱动控制要求。IGBT工作于高频开关状态，在运行过程中其关断情况下会产生很强的电流尖峰，会导致一定振荡。这就IGBT的驱动设计过程中，为有效的处理以上的问题，应该考虑到如下因素(1)IGBT栅极耐压大约为±20V,这样就需要在输出端适当的保护，一般情况下可通过并联稳压二极管或者电阻实现这种保护作用。不过这两种方法都存在一定的缺陷，如前者会影响到开关速度，后者则导致驱动电流，增加，相应的功耗会增加，因而应该根据实际应用情况进行适当的选择取舍。(2)尽管IGBT运行过程中驱动功率很小，不过进行开关控制时需要对电容充放电，这样在设计时应该控制驱动电路的输出电流适当的大一些。假定开通驱动过程中，在tr内对Cin充电，这样可计算确定出驱动电流为,为更好的满足关断要求，避免擎住问题出现，需要增加负偏压。在研究过程中对比分析选择了IR2110作为驱动芯片，以此来满足驱动要求，下对其相关性能和功能情况进行简述。IR2110是一种双通道高压栅极驱动器，其有多方面的性能优势，其中设置了自举浮动电源，在运行过程中可以同步的对两个开关器件进行驱动，且表现出很强的抗干扰性能。此外单独的设置逻辑电源和驱动电源，这样也使得其运行可靠性显著的提高。而工作频率达500Hz,可很好的满足保护功能相关要求。其中引入了图腾柱结构，其中的通道设置了低压延时封锁(50ns),这样也使得其安全性显著的改善，更好的满足复杂条件下应用要求。下图显示出IR2110驱动器结构组成情况，具体分析可知其可划分为，逻辑输入，电平转换，输出等几部分。其阀值为电源电压UDo的10%,这样可以使其抗干扰性能显著提高，有利于满足运行可靠性相关要求。IR2110的特征具体表现如下：(1)在运行过程中可以同步的驱动两只开关器件，运行效率高；(2)抗干扰能力强，有很高的驱动控制性能；(3)逻辑电源和驱动电源进行有效的分割设计；(4)工作频率高，可靠性强；(5)钳位保护性能良好；(6)图腾柱结构，驱动性能良好；(7)可方便的进行延时封锁。由于其表现出如上的优势，因而可以很好的满足设计要求，提供了很多便利,使得驱动电源的结构更简单，为设计起到促进作用。IR2110也存在一定缺陷之处，表现为在运行过程中会产生负偏压，驱动桥式电路情况下，在进行开断控制过程中，会产生干扰，而导致桥臂短路。为避免这种问题，需要根据应用要求外接对应的器件，产生负偏压，此外还附加相应的门极关断箱位电路，从而在开断过程中对门极尖刺进行抑制，避免这方面的不良影响。图1.8为与此相关的原理图。L26芒在以上方案下，驱动电路以IR2110为核心，在主控电路板的PWM输出信号作用下发生驱动信号，对IGBT的过电流进行保护。其具体作用如下：(1)驱动电路可对输出的指令进行恰当放大，让IGBT开始工作，并且有助于维护IGBT工作安全性与可靠性。故而，IGBT驱动电路，向其提供合适电压，保证IGBT可靠通断，其开关核心作用是以加入正向栅极电压形成对应沟道，借此驱动IGBT导通同时执行对应操作。加入反向电压即可消除沟道，利用反向电流驱动IGBT快速截止。(2)利用内阻偏小驱动源向电容充放电，让电压得到比较陡峭前后沿，可减小IGBT损耗。施加最大瞬态功率或电流，IGBT能够很快产生1个栅控电场(3)较短输入、输出延迟，可大幅提升其工作效率。(4)如果进入截止态，必须尽快完成PNP管存储电荷抽取，故而加入1个(5)因为电力电子装置内，通常IGBT普遍用于高压环境下，故而其驱动(6)超过10μs短路或其对应保护，如果无法有效触发，极可能造成IGBT详情参见下图1.9,结合图例进行说明，PWM驱动信号和主电路间光电耦合,由DSP板CPLDEPM7256AETC144-10N芯内，4路PWM信号经6N137反向输出，然后经三极管集电极反向输出幅值15V左右高低电平PWMS1~PWMS4到驱动板，可让IGBT正常运行。驱动电路如果获得事故消息，将调用2SD315A中SO引脚反馈故障信号FAULT1~FAULT4,利用6N137输出反向信号ERR1~ERR4到DSP。DSP板接收情况下，会利用低通滤波输出DRI_IN1~DRI_IN4,详情如图1.10所示。Ve图1.9PWM光电耦合隔离电路Fig.1.9PWMphotoelectriccoupling Out6538图1.10故障信号光耦隔离电路设计该电路原理需要基于DSP芯片完成，主要是高频电源产生过电流故障期间，故障信号发送到DSP芯片处理，后者对接收到的信号和PWM逻辑运算后发送到IGBT芯片驱动电路而实现一定关断目的。在故障排除情况下则可进行复位，下图1.11显示出保护电路相关情况。在检测出反馈电流超过阈值时，会2N⁴448图1.11过电流保护电路Fig.1.11Overcurrentde图1.11中，目标电流来自主电路，具体分析可知其中的电容C₂0可实现一定高频滤波效果，在正向过流情况下，其中的D₁5导通，D₁₂截止，这样就可检测获得正向过流信号；而在一些条件下出现反向过流条件下，其中的D₁5截止，D₁₂导通，这样就可确定出与此相关的反向过流信号。在实际运行过程中可对变阻器R83和R84进行调节，而获得两种过流的设定值。正常运行条件下，过电流信号为“高电平”,可以据此实现一定保护功能。在此操作过程中将过流故障信号和PWM信号进行一定的逻辑运算处理后进行逻辑运算，这样在出现一个故障信号条件下，PDPINTx被拉低，而进行功在运行过程中为避免DSP异常，更好的满足运行安全性要求调，的电路情况如下图1.12。在出现故障情况下关断信号为高电平，则将其发送到IR2110的11引脚，从而控制其中的IGBT模块关断，在故障恢复情况下可继续臣DATA29Fig.1.12DSPhardwarepr这种情况下其输出接到XINTI,使处理器中断。电位器VRH对放电相关阈值进火花检测电路的输出通过中断方式输入CPU,并且中断级别最高(外部中断XINT¹)。这样在运行过程中检测到火花情况下，对应的火花程序启动，记录当前的电压信息，在运行电压达到回压点。运行电压继续增加一直到上次时对应的运行电压。可以在此基础上确保其长时间持续的运行在临界放电电压。1.2.6软启动电路电源在控制过程中可选择不同的模式，主要包括：正常，启动、保护模式。在故障后起动条件下，为有效的避免负载侧电压增加过快引发的故障，在研究过程中根据应用要求设置了软启动功能。其运行原理具体如下，输入侧对三相电压慢慢升压，这种模式下可有效的确保逆变电路的运行可靠性，避免因为外加电压而故障。下图显示出硬件软启动的原理和结构相关情况。在图1.14中，具体分析可知在运行时，相应的交流电进行一定的整流处理后输出符合要求的直流电，电容器C1可对电压进行适当的调节，且进行分压处理后发送到比较器LM324正端。系统上电初始过程中，相应的LM324正极输入明显高于负极的，这样在控制过程中其中的比较器输出为正，输出电流通过串接电阻R3发送到电容和负载，而满足其运行相关要求。当电容电压不得的增加达到低于工作电压50V条件下，相应的电压采样信号超过了正极信号，则输出的为负电压，其后的控制过程中其中Q1关闭，短接电阻R3,这样就可使得滤波电容在关断时不会出现明显的冲击电流。整流桥输出软件软起动LED输出电流电压采样V15G1.2.7硬件抗干扰设计本系统在运行过程中开关频率为10kHz,根据实际的应用经验发现在高频运行条件下，电磁干扰达到较高水平，这对检测的信号产生明显的影响，而使得误判断的可能性大幅度增加，且容易导致误动作危险。DSP在运行时也容易受到电磁干扰，其中最重要的为共模干扰，在这种干扰作用下系统在运行时容易出现跑飞和复位相关问题。数字化电源在设计时很有必要处理抗干扰的问题，这样才可以为电源的可靠运行提供支持。对比分析可知模拟电路和数字电路的抗干扰性能存在一定的差异性。前者中的信号为定值的电压或电流量，在辐射和传导因素影响下容易出现噪声信号，导致不同程度的波形畸变问题。不过数字电路的信号存在一定回差，再干扰出现情况下可能导致其数字逻辑翻转，相应的干扰需要高于阀值电压。这样在接收到的噪音不明显情况下，一般不会导致畸变，因而可以更好的满足抗干扰性能要求。不过在强干扰情况下，由于逻辑翻转，而引发的后果也明显高于模拟电路的。逆变器的闭环控制功能实现需要处理相关的信号，根据实际的应用经验表明，其表现出良好的可靠性和抗干扰性，运行稳定性较高。PWM逆变系统也存在一定局限性，表现为相应的采样电路是模拟电路，这样在运行过程中也容易受到扰动，采样信号的误差较大，一些情况下可能出现明显的干扰而使得DSP复位。因而在设计时考虑到这些因素，为预防这种现象，而采取了如下措施：(1)滤波：这样处理可以很好的抑制噪声干扰，在采样过程中对采集的信号进行一定的滤波，在进行电源设计时为避免不同类型的噪声干扰，采样电路中设置低通滤波器，通过其进行一定滤波处理后发送到DSP。控制电路在设计时为满足滤波相关要求，而引入了双极噪声滤波器，都可以起到良好的滤波效果。(2)隔离：采集的信号从主回路取出，因而应该根据要求进行一定隔离处理，分压取样后应该通过相应的电压霍尔元件对其中的一次电流进行隔离。其中的驱动信号在这种处理过程中应用了光电隔离器。(3)屏蔽：为采样和相应控制电路板适当的屏蔽处理，这样可以避免电磁干扰问题。通过镀锌铁板继续屏蔽覆盖，全部的采样线采用屏蔽线，然后根据要求接地处理。(4)接地：抑制噪声方面这种方法也被广泛的应用，对内部的噪声藕合而言，这种方法的抑制效果良好。静电除尘用高频电源表现一定的系统性特征，在设计过程中需要确保硬件电路满足要求基础上，对其中软件系统也合理的设计。具体分析可知这种系统的软件主要包括火花处理程序、多路采样程序、模数转换程序，以及相应的键盘扫描和信号发生程序。其中的控制芯片为TMS320LF。在编程时根据应用要求选择了汇编语言，相关的软件平台为CCS。下图1.15显示出上位机的功能设定相关情采样电路控制采样电路控制检测电路控制上位机界面串口配置分析可知这种主控芯片的组成单元包括，通用定时器GP1和GP2。在运行过电压控制环相关的参数。电流环和电压环的控制频率为时间为50μs、100μs,可以根据应用要求进行一定调节和设定。中断屏蔽寄存器IMR可满足GP1的下溢中断控制目的，并据此满足实现特定的调节功能。如图1.16所示，具体分析可知其中GP1和GP2下溢中断都出现情况下，先出相应的A/D数据。接着进行第二次的模数转换操作，在此过程中需要应用到上的操作结束后，接着恢复T1UF中断相关的信息，为其后的运行提供支持。退出T1UF程序后，对先前的T2UF中断进行处理，相应的流程和前一个的定时器2定时器250微秒50微秒50微秒50微秒Tads是开始新的AD转换的时间Tvc是低频电压环控制占用时间频采样周期图1.16控制系统软件的采样时序Fig.1.16SamplingsequenceofcT2UF程序在处理过程中主要是确定出电压控制环，相应的时间为Tvcl,在此时间内没有处理结束后，T2UF中断挂起，在其后进行剩余计算操作，与此相关的时间为Tvc2。在运行过程中这些剩余时间通用定时器GP1的下溢导致全比较寄存器的值被技术的的更得PWM输出结果改变，可以据此起到相应的调节功能。GP1下溢中断CPU,则接着进行如下的操作：(1)读取下溢中断A/D转换结果，包括变压器原边交流电压、电流。(2)继续进行A/D转换，选取恰当通道和采样模式完成采样任务。(3)电流环控制算法，求解分析所得占空比，然后将其保存到对应的寄存(4)程序中返回。(5)程序跳到相应的服务程序，接着根据设定的程序进行电压控制运算，图1.17所示为软件程序流程图。(显示、通讯)定期执行首先，寄存器进行设置，且根据要求进行一定初始化处理，然后起动定时器。进行显示，通讯相关的功能操作。而处理器中断INT2、INT3,对其中实时要求高的程序进行执行，主要如采样和控制等，从而满足总体应用性能相关要求。INT2的中断源相关情况如下图1.18,在运行过程中接收到中断信号情况下，先判断分析其类型，接着执行中断程序。具体分析可知通用定时器GP1中断处理过程中需要读取上一次两个A/D转换结果，且根据要求进行新的转换操作，同时执行逆变器对应的电流控制，对所得结果返回。INT2INT2中断N陷阱图1.18GP1下溢中断程序框图保护现场GP2下溢中断发生使能中断并返回禁止中断恢复现场图1.19GP2下溢中断子程序框图分析此图结果可知在运行过程中处理器场保护。当GP1中断发生情况下，由于其优先级高，因而其中的GP2被挂起，前者在处理结束后进行恢复操作。接着程序禁止中断，其后根据要求中断处理后，返回，为可其后的操作提供支持。1.3.3带死区PWM信号的产生具体分析可知这种芯片中设置了三个比较单元，而全比较单元在运行过程中需要产生PWM波，以下对其产生占空比波的原理和过程进行简述：计数器1的工作模式设定后，在启动运行过程中从0开始持续的计数，在达到相应的阈值情况下，往下计数直到0,不断的循环进行这种计数操作。每个比较单元中设置了一定位数的比较寄存器，在对比分析发现值相一致情况下，则PWM输出电平，在各周期运行过程中都对PWM输出的脉冲宽度进行适当的调节，可以在此基础上控制开关时间在合理范围内，更好的满足实际应用要求。因为比较寄存器是透明的，这种情况下在处理过程中新数据可以方便的写入到影子寄存器，这也使得PWM输出脉宽发生大幅改变。因功率器件工作阶段会有一定关断时间，T1关断后，停留一段时间采开通T2,也就是同步导通情况下会导致损害问题。此外其中还设置了可编程的死区单元，在应用过程中可以在开断的间隔设置死区时间，防止直通问题出现。下图1.20显示出死区控制相关原理。DSP还可以实现驱动保护操作，在运行过程中引脚PDPFNT拉低情况下，可产生一定外部中断，可据此满足一定安全运行相关要求。而若PDPINT未被屏蔽，则拉低情况下，所有PWM输出高阻，即可关闭功率器件，达到对应保护功1.3.4采样时序和A/D转换DSP芯片中设置了六个ADC,在运行过程中其转换时间最大值为500ns。设置的频率为20KHz条件下，开关周期为50μs,为提高采样性能，需要对其中的I、U₁参数进行合理设置，50μs里，其中的各开关周期都实现采样目的。电流或电压波形运行过程中开关瞬间，会出现明显的纹波叠加到电压信号，这样会形成一定的干扰，而在传统采样模式下，需要通过阻容电路对这些信息化进行过滤，从而引发一定延时问题，也不满足总体稳定性要求。本文设计时考虑到这些因素而对采样时序进行一定优化，相关情况如图1.21。在进行采样时相邻的开关周期，PWM的脉宽保持一致，对应的电感电流的高频纹波已经损耗，这种条件下采集的波形非常纯净，可不需要考虑到纹波的干扰因而不需要滤波操作。此外分析可知此时间正好是功率器件导通到一半，因而相应的采样值为电感电流的平均值。根据以上分析可知通过这种方法进行采样过程中，不需要设置采样滤波电路，相应的延时明显的减少。A/D转换的值也是确