《电子通信系统》-第八章

８.１调幅波解调技术

本章所讲授的解调技术主要是调幅解调技术与调频解调技术，它是无线电接收机的重要组成部分，图８－１椭圆圈内给出了解调模块在接收机中所处的位置。之所以把每一章里都加上发射机或接收机的组成框图，是因为想让大家始终牢记本章所学知识在整个电子通信系统中所能解决的技术问题。在方框图的上下都有信号波形指示，上面的是调幅波解调示意图，下面的是调频波解调示意图。下一页返回８.１调幅波解调技术

调幅波的解调技术又称为检波技术。分为同步检波和非同步检波（包络检波）。对于调幅技术来说，它有ＡＭ、ＤＳＢ、ＳＳＢ等不同的调幅技术，所以，相应的对解调技术的要求也有所不同。非同步检波（包络检波）是输出的电压幅值直接反映高频调幅包络变化规律的检波电路，它只适用于普通调幅波ＡＭ的检波。同步检波电路则主要用于解调双边带调幅ＤＳＢ和单边带调幅ＳＳＢ信号。它也能用于普通调幅波的解调，由于同步检波的解调方法比包络检波复杂得多，在普通的调幅收音机中一般很少采用，这也是为什么无线电调幅广播都采用普通调幅ＡＭ方式的原因。从上一章混频、本振和中放电路模块的技术可知，输入到非同步解调器（包络检波器）时已经是中频载波为４６５ｋＨｚ的调幅波了，检波电路的输入信号是中频载波和以中频载波为中心的两个边频分量，通过解调器后输出的就是还原的信源信号，从频域上看检波电路的作用是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到原来的位置，故振幅检波电路也是一种频谱搬移电路，如图８－２所示。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

８.１.１二极管检波器１.二极管包络检波电路用二极管构成的包络检波器电路简单，性能优越，因而在普通的调幅收音机中应用很广泛。１）工作原理二极管包络检波电路如图８－３（ａ）所示，它由二极管ＶＤ和Ｃ、ＲＬ构成的低通滤波器串联组成。一般要求输入信号的幅度在０.５Ｖ以上，所以二极管处于大信号工作状态，故又称为大信号检波器。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

设二极管包络检波器未加输入电压时，电容Ｃ上没有储存电荷。若输入信号ｕｉ为携带信源信号４６５ｋＨｚ载频已调波，在ｕｉ正半周内，二极管导通，ｕｉ通过二极管向电容Ｃ充电，因二极管的正向导通电阻为ｒＤ（＝１／ｇＤ），且ｒＤ≪ＲＬ，所以充电时间常数为ｒＤＣ；在ｕｉ负半周内二极管截止，Ｃ通过电阻ＲＬ放电，时间常数为ＲＬＣ。由于ｒＤ≪ＲＬ，所以在每个周期内二极管导通时Ｃ充电很快，而截止时Ｃ放电很慢，ｕｉ将在这种不断充、放电过程中逐渐增长，如图８－３（ｂ）所示。由于负载的反作用，由图８－３（ａ）可见，作用在二极管两端的电压为ｕｉ－ｕｏ，只有当ｕｉ＞ｕｏ时二极管才导通，所以随着ｕｉ的逐渐增大，二极管每个周期的导通时间逐渐减小，而截止时间逐渐增大，如图８－３（ｂ）所示。这就使电容器在每个周期内的充电电荷量逐渐减小，放电电荷量逐渐增大，当Ｃ的充电电荷量等于放电电荷量时，充、放电达到动态平衡。这时输出电压ｕｏ便稳定地在平均值Ｕｏ上下按角频率ωＩ，做锯齿状的等幅波动。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

显然，其中的ｕｏ就是检波器所需输出的检波电压，而在ｕｏ上下的锯齿状波动则是因低通滤波器滤波特性非理想而附加在ｕｏ上的残余高频电压。通过以上分析可见，由于ｕｏ的反作用，二极管只在ｕｏ的峰值附近才导通，导通时间很短，电流导通角很小，通过二极管的电流是周期性充放电过程，形成如图８－３（ｂ）下半部分所示的信源信号波形，也就是其上半部分的包络。当输入信号ｕｉ的幅度增大或减小时，检波器输出电压ｕｏ也将随之近似成比例地增大或减小。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

对于高频输入信号源来说，检波电路相当于一个负载，此负载就是检波电路的输入电阻Ｒｉ，它定义为输入高频电压振幅对二极管电流中基波分量振幅之比。根据输入检波电路的高频功率与检波负载所获得的平均功率近似相等，可求得检波电路的输入电阻，如式（８－１）所示：Ｒｉ＝ＲＬ／２（８－１）由于二极管包络检波电路是无源网络，所以输出电压ｕｏ一定小于输入电压ｕｉ，但它们之间的比例关系成正比，如果输出电压以ｕｏ的大小与输入电压ｕｉ的峰值接近相等，把这种检波器称为峰值包络检波器。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

２）包络检波器的检波失真二极管包络检波器的输出电压能够不失真地反映输入调幅波的包络变化规律。但是如果电路参数选择不当，二极管包络检波器就有可能产生惰性失真和负峰切割失真。（１）惰性失真。为了提高检波输出信号电源幅度，希望选取较大的ＲＣ值，使电容器在载波周期Ｔｃ内放电很慢，Ｃ上电压的平均值便能够不失真地跟随输入电压包络的变化。但是当Ｒ、Ｃ选得过大，Ｃ通过Ｒ的放电速度过慢时，电容器上两端电压就不能紧跟输入调幅波的幅度下降而及时放电，输出电压将跟不上调幅波的包络变化而产生失真，如图８－４所示，这种失真称为惰性失真。从图８－４可看出，从图中Ａ点开始的直线即为惰性失真，调制信号角频率Ω越高，调幅系数ｍａ越大，包络下降速度越快，惰性失真就越严重。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

要克服这种失真，必须减小ＲＣ的数值，使电容器的放电速度加快，因此要求如式（８－２）所示：由于实际的调制都是复杂基带信号调制，在电路参数设计中式（８－２）的ｍａ应取最大调幅系数，Ω应取基带信号中最高的角频率，这样才能避免惰性失真。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

（２）负峰切割失真。在实际检波电路中，输出端通常需要经过一个隔直流电容Ｃ１与下级电路相连接，如图８－５所示。图中ＲＬ为下级（低频放大级）的输入电阻，为传送低频信号，要求Ｃ１的低频信号阻抗小，所以Ｃ１的容量必须很大。这样检波电路对于低频的交流负载变为Ｒ′Ｌ≈ＲＬ∥Ｒｉ（因１/ΩＣ＞Ｒ，略去了Ｃ的影响），而直流负载仍为ＲＬ，Ｒ′Ｌ＜ＲＬ，即说明该检波电路中交流负载电阻小于直流负载电阻。当检波电路输入单频调制的调幅信号时，直流电阻ＲＬ上的分压ＵＲＬ相当于给ＶＤ加了额外的反偏电压，当ＲＬ比Ｒ′Ｌ大得多的情况下，ＵＲＬ就很大，使得输入调幅波包络的大小在某个时段小于ＵＲＬ，导致ＶＤ在这段时间截止，产生非线性失真。其底部被切去，形成“负峰切割失真”，如图８－６所示。为了避免负峰切割失真，根据分析，ＲＬ必须满足式（８－３）的关系才可以避免产生负峰切割失真。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

Ｒ′Ｌ/ＲＬ≥ｍａ（８－３）式中，ｍａ为多频调制时的最大调幅系数。负峰切割失真本质上是由于检波器交、直流负载不等而引起，为此可采用一定的措施减小交、直流负载的差别。Ｒ′Ｌ、ＲＬ值之差越小，允许ｍａ的值越大，也就是可以越接近于１。当ｍａ的值一定时，ＲＬ越大，则Ｒ′Ｌ越小，负峰切割失真就越不容易产生。在实际电路中，为了减小交、直流负载的差别，常将负载电阻分成两部分，二极管检波器的改进电路如图８－７所示，当ＲＬ＝ＲＬ１＋ＲＬ２维持一定时，Ｒｉ越大，交、直流负载电阻值的差别就越小，产生负峰切割失真的可能性越小，但这时输出的低频调制信号电压也越小，即电压传输系数减小。为了兼顾失真和电压传输系数，实用电路中常取ＲＬ１＝（０.１～０.２）ＲＬ２。电路中ＲＬ２上还并接了电容Ｃ２，这是用来进一步滤除高频分量，提高检波器的高频滤波能力。有时为增大实际直流负载电阻ＲＬ的值，可以在检波器和下级之间插入一级射极输出器，也就是模拟电子电路中的射随器。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

２.平方率检波电路当输入高频电压振幅小于０.１Ｖ时，可利用二极管伏安特性曲线的弯曲部分进行检波，电路如图８－８（ａ）所示，信号波形如图８－８（ｂ）所示。由于特性曲线的非线性，检出的低频电压波形具有上尖下平的特点，与原来的调幅波包络线不完全一致，其中主要是二次谐波成分比较大。忽略输出电压的反作用，可以认为加在二极管两端的输入信号电压如式（８－４）所示：ｕ＝ｕＡＭ（ｔ）＋ＵＱ＝Ｕｃｍ（１＋ｍａｃｏｓΩｔ）ｃｏｓωｃｔ＋ＵＱ（８－４）只有采用非线性器件，才能产生新频率分量。二极管特性曲线在Ｑ点的展开式如式（８－５）所示：ｉ＝ａ０＋ａ１（ｕ－ＵＱ）＋ａ２（ｕ－ＵＱ）２＋…（８－５）上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

将式（８－４）代入式（８－５），只取前两项，即得式（８－６）：ｉ＝ａ０＋ａ１Ｕｃｍ（１＋ｍａｃｏｓΩｔ）ｃｏｓωｃｔ＋ａ２Ｕ２ｃｍ（１＋ｍａｃｏｓΩｔ）２ｃｏｓ２ωｃｔ（８－６）由式（８－６）可见，括号平方项为由二次项产生。载波平方项可变换为用滤波器可分离需要的分量。其中，ｉΩ＝ａ２Ｕ２ｃｍ·ｍａｃｏｓΩｔ为调制信号分量，包含信源的低频调制信号，由于它的幅度与输入高频调幅波的振幅Ｕｃｍ平方成正比，所以这种检波具有平方检波特性，故称为平方律检波，又称为小信号二极管平方律检波。隔除直流，滤除高频分量，便可得到低频调制信号。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

调幅波平方律检波后还会产生直流分量和低频二次谐波分量，而且由于低频二次谐波与低频基波的频率很接近，不易滤除，因而会产生非线性失真，ｍａ越大，非线性失真越严重。平方律检波除了非线性失真大外，还有检波效率低、输入阻抗小等缺点，目前通信设备中已很少采用。但小信号检波具有平方律检波特性，检波输出的平均电流正比于输入高频信号振幅，在测量或指示微波信号功率和噪声功率的仪器仪表中仍得到广泛应用。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

８.１.２同步检波器包络检波器只能解调普通调幅ＡＭ信号，而不能解调抑制载波双边带调幅ＤＳＢ和抑制载波单边带调幅ＳＳＢ信号。这是由于这两种已调信号的包络并不能反映调制信号（基带信号）的变化规律，因此，同步检波电路与包络检波电路不同，抑制载波调幅波的解调必须采用同步检波电路，接收端需提供与发送端同频、同相的同步信号———本地载波信号。同步检波电路按实现方法分为两类，一类为乘积型同步检波电路，另一类为叠加型同步检波电路。这里强调一下，同步检波不仅能解调抑制载波双边带调幅ＤＳＢ信号和抑制载波单边带调幅ＳＳＢ信号，也能解调普通调幅ＡＭ信号。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

１.乘积型同步检波电路１）组成框图利用乘法器构成的同步检波电路称为乘积型同步检波电路。其组成框图如图８－９所示。２）工作原理设输入的ＤＳＢ信号ｕｉ（ｔ）＝ＵｉｍｃｏｓΩｔｃｏｓωｃｔ，本地载波信号ｕｒ（ｔ）＝Ｕｒｍｃｏｓωｃｔ，两者相乘得式（８－７）:用低通滤波器滤除二次谐波分量，就可得到所需调制信号，即式（８－７）中的第一项。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

３）同步载波的产生对于双边带调幅波，同步信号可直接从输入的双边带调幅波中提取（平方环法或科斯塔斯环法）。从中取出角频率为２ωｃ的分量，经二分频器将它变换成角频率为ωｃ的同步信号。对于单边带调幅波，同步信号无法从中提取出来。为了产生同步信号，往往在发送单边带信号的同时，附带发送一个功率远低于边带信号功率的载波信号，称为导频信号，在接收端接收到导频信号之后，经放大就可作为同步信号。在接收端，也可用导频信号来控制本地振荡信号，使本地振荡信号始终处于同步中。４）利用模拟乘法器构成的抑制载波调幅解调电路图８－１０是二极管平衡乘法器电路图，图８－１１是ＬＭ１５９６集成芯片检波电路。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

２.叠加型同步检波电路１）组成框图叠加型同步检波电路是将需解调的调幅信号与同步信号先进行叠加，然后用二极管包络检波电路进行解调。其组成框图如图８－１２所示。上一页下一页返回８.１调幅波解调技术

２）工作原理设输入的ＤＳＢ信号ｕｉ（ｔ）＝ＵｉｍｃｏｓΩｔｃｏｓωｃｔ，本地载波信号ｕｒ（ｔ）＝Ｕｒｍｃｏｓωｃｔ，两者相加得式（８－８）：式（８－８）说明，当Ｕｒｍ＞Ｕｉｍ时，ｍａ＝Ｕｉｍ/Ｕｒｍ＜１，合成信号为不失真的普通调幅波，因而通过包络检波电路便可解调所需的调制信号。３）叠加型同步检波电路叠加型同步检波电路如图８－１３所示。上一页返回８.２调角波解调技术

８.２.１调频波解调技术１.调频波的解调方法１）斜率鉴频器斜率鉴频器的组成框图如图８－１４所示。将调频波通过频率－幅度变换网络变成幅度随瞬时频率变化的调幅调频波，这个调幅调频波信号的包络与调制信号（基带信号）一致，再用包络检波器进行检波，就还原出发射端的调制信号（基带信号）。在实际鉴频接收系统中，由于调频已调波的幅度不变，所以调频解调之前一般都加一级限幅电路，以消除寄生在幅值上的干扰。限幅电路也可以与鉴频电路融为一体，互不分离。相应的鉴频电路称为限幅鉴频器。下一页返回８.２调角波解调技术

２）脉冲计数式鉴频器其实现模型如图８－１５所示。先将调频已调波送入非线性变换网络，将它变为调频等宽脉冲序列，由于该等宽脉冲序列含有随瞬时频率变化的平均分量，因此通过低通滤波器就能取出包含在平均分量中的调制信号。脉冲计数式鉴频器具有一定的数字电子技术特性，采用定时记录脉冲个数的情况下来确定已调波的瞬时频率，所以这类鉴频器有线性鉴频范围大、便于集成化等优点，但它的工作频率受到最小脉宽的限制，因此多用于工作频率小于１０ＭＨｚ的场合。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

３）相位鉴频器其实现模型如图８－１６所示。先将调频已调信号送入频率－相位线性变换网络，变换成相位也与瞬时频率成正比变化的调频－调相信号，然后通过相位鉴频器还原出原调制信号。相位鉴频器由以下两部分组成：（１）将调频信号的瞬时频率变化变换到附加相移上的频相转换网络；（２）检出附加相移变化的相位检波器。相位检波器又称为鉴相器，有乘积型和叠加型两种实现电路，如图８－１６（ａ）和图８－１６（ｂ）所示。４）利用锁相环路实现鉴频器这种鉴频器是应用了现代的锁相环技术，能够获得较好的性能。它最初用在高档调谐器中，随着集成电路的普及，也逐渐用在普通的调谐器中。锁相环鉴频器相关知识请参阅第９章。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

２.鉴频器的主要性能指标鉴频器的主要特性是鉴频特性，即它的输出电压ｕｏ与输入信号频率ｆ之间的关系。典型的鉴频特性曲线如图８－１７所示。由图中实线可见，对应于调频信号的中心频率ｆｃ，输出电压Ｕｏ＝０；信号频率在ｆｃ上、下变化时，分别得到正、负输出电压。鉴频理想特性应该是线性的，但实际只有在中心频率ｆｃ附近的Δｆｍ范围内才能获得近似的线性。１）鉴频灵敏度鉴频灵敏度指单位频偏所产生的输出电压，以ｆ＝ｆｃ时鉴频特性曲线的斜率来表示，即式（８－９）所示：上一页下一页返回８.２调角波解调技术

２）鉴频带宽在不考虑非线性失真的情况下，图８－１７中两弯曲点之间的频率范围ＢＷ即为鉴频带宽。显然，为了与调频技术中最大频偏相适应，鉴频带宽ＢＷ应满足：ＢＷ≥２Δｆｍ。此外，考虑到实际鉴频特性的非线性，实际使用时的鉴频最大带宽应小于ＢＷ。３）非线性失真非线性失真是指由于鉴频特性的非线性所产生的失真。对于鉴频器，通常希望有大的鉴频灵敏度，并且要满足线性范围和非线性失真指标的要求。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

例８－１已知某鉴频器的输入调频信号ｕｏ（ｔ）＝５ｃｏｓ［２π×１０８ｔ＋２０ｓｉｎ（２π×１０３ｔ）］Ｖ，鉴频灵敏度ＳＤ＝－５ｍＶ／ｋＨｚ，鉴频器带宽２Δｆｍ＝１００ｋＨｚ，试画出该鉴频器的鉴频特性曲线和鉴频输出电压波形。解：（１）由输入调频信号表达式可知，鉴频器的中心频率为ｆｃ＝１０８Ｈｚ＝１０５ｋＨｚ。由ＳＤ和２Δｆｍ值可求得瞬时频率ｆ偏离中心频率ｆｃ的±５０ｋＨｚ处的解调输出电压为：ｕｏ＝（－５）×（±５０）ｍＶ＝∓２５０ｍＶ因此可画出鉴频特性曲线，如图８－１８（ａ）所示。（２）由于ｕｏ（ｔ）＝５ｃｏｓ［２π×１０８ｔ＋２０ｓｉｎ（２π×１０３ｔ）］Ｖ，故可得瞬时角频率为：ω（ｔ）＝ｄφ（ｔ）/ｄｔ＝ｄ/ｄｔ［２π×１０８ｔ＋２０ｓｉｎ（２π×１０３ｔ）］＝［２π×１０８＋２０×２π×１０３ｃｏｓ（２π×１０３ｔ）］上一页下一页返回８.２调角波解调技术

因此可得瞬时频偏为：Δｆ（ｔ）＝２０×１０３ｃｏｓ（２π×１０３ｔ）Ｈｚ＝２０ｃｏｓ（２π×１０３ｔ）ｋＨｚ解调输出电压为：ｕｏ（ｔ）＝ＳＤΔｆ＝－５×２０ｃｏｓ（２π×１０３ｔ）ｍＶ＝－１００ｃｏｓ（２π×１０３ｔ）ｍＶ可画出如图８－１８（ｂ）所示波形图。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

３.斜率鉴频器１）单失谐回路斜率鉴频器单失谐回路斜率鉴频器是最简单的斜率鉴频器。它由一个单失谐回路和一个二极管构成。所谓失谐回路是指该回路的谐振频率对输入调频波的载波频率是失谐的。利用上述原理构成的鉴频器原理电路如图８－１９所示，通常称之为单失谐回路斜率鉴频器。图中ＬＣ并联谐振回路调谐在高于或低于调频信号中心频率ｆｃ上，从而可将调频信号变成调幅－调频信号。ＶＤ、ＲＬ、Ｃ组成二极管包络检波电路，用以对调幅－调频信号进行振幅检波，因此可得解调输出信号ｕＦＭ，如图８－２０所示。由于单谐振回路谐振曲线的线性度较差，因此单失谐回路斜率鉴频器的输出波形失真较大，质量不高，故实际很少使用。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

２）双失谐回路斜率鉴频器为了扩大鉴频特性的线性范围，实用的斜率鉴频器常采用两个对称电路结构的单失谐回路，通过一定的相互补偿展宽了频率振幅转换的线性区域，其电路原理类似于乙类放大器对交越失真的改进过程，如图８－２１（ａ）、（ｂ）所示。图中左侧有两个并联谐振回路，鉴频时它们工作于失谐状态，所以称该电路为双失谐回路斜率鉴频器。鉴频器工作时，需采用两个谐振曲线相同的回路，并将两个回路的谐振频率对称地调谐在调频信号中心频率ｆｃ的两侧，如图８－２１（ｂ）所示。图中，ｆ０１、ｆ０２分别为两个回路的谐振频率，它们对于ｆｃ是对称的，即ｆｃ－ｆ０１＝ｆ０２－ｆｃ。这个差值必须大于调频信号的最大频偏，以避免鉴频失真。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

双失谐回路鉴频器由于采用了平衡电路，上、下两个单失谐回路的鉴频器特性可相互补偿，使鉴频器的非线性失真减小，线性范围和鉴频灵敏度增大。但双失谐回路鉴频器鉴频特性的线性范围和线性度与两个回路的谐振频率ｆ０１和ｆ０２的配置很有关系，调整起来不太方便。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

３）乘积型相位鉴频器相位鉴频器是利用耦合电路的相频特性来实现将调频波变换为调幅调频波的，它是将调频信号的频率变化转换为两个电压之间的相位变化，再将此相位变化转换为对应的幅度变化，然后利用幅度检波器检出幅度的变化。这样幅度的变化就反映了频率的变化。其实现过程如图８－２２所示，先将调频已调波ｕＦＭ（ｔ）延时ｔ０，当ｔ０满足一定条件时，可得到相位随调制信号线性变化的调相波，再与原调频波相乘，实现鉴相后，经低通滤波器滤波，即可获得所需的原调制信号ｕｏ（ｔ）。乘积型相位鉴频器具体处理信号流程框图如图８－２３所示。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

设ｕ１（ｔ）＝Ｕ１ｍｃｏｓ（ωｔ），ｕ２（ｔ）＝Ｕ２ｍｃｏｓ

(ωｔ－π/２＋φ)＝Ｕ２ｍｓｉｎ（ωｔ＋φ），两者相乘后则得式（８－１０）：通过低通滤波器滤除高频分量，则得输出信号为式（８－１１）：式中，Ｋ为低通滤波器通带电压传输系数；Ａｄ＝１/２ＫＡＭＵ１ｍＵ２ｍ。输出电压ｕｏ（ｔ）的公式说明鉴相器的输出电压与两个输入电压相位差的正弦值成正比，作出鉴相特性曲线如图８－２４所示。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

当ｕ１（ｔ）、ｕ２（ｔ）幅度足够大时，使相乘器出现限幅状态，则可获得三角形鉴相特性，如图８－２５所示，此时只要|φ|≤π/２，就可以实现线性鉴相。乘积型相位鉴频器常采用如图８－２６（ａ）所示的ＬＣ单谐振回路作为频率－相位变换网络。回路的幅频特性（推导省略）和相频特性分别表示为式（８－１２）和式（８－１３）：上一页下一页返回８.２调角波解调技术

式中，当失谐量很小时，相频特性公式（８－１３）可以简化为式（８－１４）。其频相变换特性曲线图如图８－２６（ｂ）所示。可见，当失谐量很小时，可得到近似线性的相频特性。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

若输入ｕ１（ｔ）为调频已调信号，其瞬时角频率可写成ω（ｔ）＝ωｃ（ｔ）＋Δω（ｔ），则式（８－１４）可写成式（８－１５）：变换网络产生的相移φ（ω）与调频信号的瞬时角频偏Δω（ｔ）成正比。所以，当调频信号最大角频偏Δωｍ较小，使谐振回路失谐较小时，图８－２６（ａ）所示变换网络可基本不失真地完成频率－相位变换。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

４）叠加型相位鉴频器将两个输入信号叠加后加到峰值包络检波器而构成的鉴频器称为叠加型相位鉴频器。其基本组成框图如图８－２７所示，先利用延时ｔ０电路将调频波ｕＦＭ（ｔ）转换为调相波，再将其与原调频波相加获得调幅－调频波ｕＡＦ（ｔ），然后用二极管包络检波器对调幅－调频波解调，恢复原调制信号ｕｏ（ｔ）。为了获得较大的线性鉴相范围，通常采用图８－２８所示的平衡电路，称之为叠加型平衡鉴相器。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

图中ＶＤ１、ＶＤ２与Ｒ、Ｃ分别构成两个包络检波电路。设两输入电压分别为：ｕ１（ｔ）＝Ｕ１ｍｃｏｓ（ωｔ），ｕ２（ｔ）＝Ｕ２ｍ(ｃｏｓωｔ－π/２＋φ)，这样加到上、下两个包络检波电路的输入电压分别为式（８－１６）和式（８－１７）：上一页下一页返回８.２调角波解调技术

当φ＝０时，ｕ２（ｔ）相位与ｕ１（ｔ）相位相差π/２，而－ｕ２（ｔ）相位又超前ｕ１（ｔ）相位π/２，此时合成电压Ｕｓ１ｍ与Ｕｓ２ｍ相等，经包络检波后输出电压ｕｏ１与ｕｏ２大小相等，所以鉴相器输出电压ｕｏ＝ｕｏ１－ｕｏ２＝０。当φ＞０时，ｕ２（ｔ）相位与ｕ１（ｔ）相位相差小于π/２，而－ｕ２（ｔ）相位又超前ｕ１（ｔ）相位π/２，此时合成电压Ｕｓ１ｍ＞Ｕｓ２ｍ，经包络检波后输出电压ｕｏ１＞ｕｏ２，所以鉴相器输出电压ｕｏ＝ｕｏ１－ｕｏ２＞０，且φ越大，输出电压ｕｏ也就越大。当φ＜０时，ｕ２（ｔ）相位与ｕ１（ｔ）相位相差大于π/２，而－ｕ１（ｔ）相位与ｕ１（ｔ）又差π/２，此时合成电压Ｕｓ１ｍ＜Ｕｓ２ｍ，经包络检波后输出电压ｕｏ１＜ｕｏ２，所以鉴相器输出电压ｕｏ＝ｕｏ１－ｕｏ２＜０，且φ负值越大，输出电压ｕｏ负值也就越大。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

通过包络检波，便可得到如图８－２９所示的鉴相特性。综上可知，叠加型平衡鉴相器能将两个输入信号的相位差φ的变化变换为输出电压ｕｏ的变化，因此实现了鉴相功能。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

８.２.２限幅器调频信号在产生和处理过程中往往会有寄生调幅，在鉴频前必须用限幅器将其消除掉。限幅器通常由非线性元器件和谐振回路组成。常用的限幅器有二极管限幅器、差分对限幅器等。１.二极管限幅器二极管限幅器电路简单，结电容小，工作频带宽，因此得到了广泛应用。图８－３０（ａ）为常用的并联型双向二极管限幅电路，图中ＶＤ１、ＶＤ２是特性完全相同的二极管，要求二极管的正向电阻尽量小，反向电阻趋于无穷大。Ｕ１、Ｕ２为二极管的偏置电压，用以调节限幅电路的门限电压。通过上述限幅得到的是幅值一定的方波，若需要得到限幅正弦波，只要在后面接选频电路，取出限幅方波中的基波分量即可。由于图８－３０（ｂ）所示的波形上下对称，因此它没有直流分量和偶次谐波分量，很容易通过滤波器取出其基波分量。上一页下一页返回８.２调角波解调技术

２.差分对限幅器典型差分对限幅器的电路及其差模传输特性分别如图８－３１（ａ）、图８－３１（ｂ）所示。由图可见，当|ｕｏ|≤２６ｍＶ时，ｉｃ１和ｉｃ２处于线性放大区，当|ｕｏ|＞１００ｍＶ时，ｉｃ１和ｉｃ２处于电流受限状态，此时集电极电流波形的上、下顶部被削平，且随ｕｏ的增大而逐渐趋近于恒定，通过谐振回路可取出幅度恒定的基波电压信号。为了减小门限电压，在电源电压不变的情况下，可适当加大发射极电阻ＲＥ，这样ＩＥ减小，门限也随之降低。在集成电路中，常用恒流源电路代替ＲＥ，效果更好。在实际的调频接收机中，往往采用多级差分放大器级联构成限幅中频放大电路，这样既有足够高的中频增益，又有极低的限幅电平。在实际鉴频接收系统中，限幅电路也可以与鉴频电路融为一体，互不分离。相应的鉴频电路称为限幅鉴频器。上一页返回８.３低频信号功率放大器

８.３.１功率放大电路的特点功率放大器的主要任务是向负载提供较大的功率，故功率放大器应具有以下几个主要特点。（１）输出功率要足够大。如输入信号是某一频率的正弦信号时，则输出功率的表达式为式（８－１８）：Ｐｏ＝ＩｏＵｏ（８－１８）改用幅值表示为式（8－19）所示：Ｐｏ＝１/２ＩｏｍＵｏｍ（8－19）（２）转换效率要高。功率放大器实质上是一个能量转换器，它是将直流电源供给的直流能量转换成交流信号的能量输送给负载，因此，要求转换效率高。转换效率公式如式（８－２０）所示：η＝Ｐｏ/ＰＥ（８－２０）式中,Ｐｏ为信号输出功率；ＰＥ是直流电源向电路提供的功率。在直流电源提供相同直流功率的条件下，输出功率愈大，电路的效率愈高。下一页返回８.３低频信号功率放大器

（３）非线性失真要小。功率放大器是在大信号状态下工作的，电压、电流幅度很大，而且由于三极管是非线性器件，在大信号工作状态下，器件本身的非线性问题十分突出，因此，输出信号不可避免地会产生一定的非线性失真。在实际应用中，要采取措施减少失真，使之满足负载要求。（４）可利用图解法进行估算。由于功放工作在大信号状态，实际上已不属于线性电路的范围，故不能用小信号微变电路的分析方法，通常采用图解法对其输出功率、效率等指标做粗略估算。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

８.３.２功率放大器工作状态的分类这里再复习一下模拟电子技术中所提到的低频功率放大器的理论，根据正弦信号在整个周期内的三极管导通情况，可分为以下几个工作状态。１.甲类（导通角等于３６０°）甲类：在正弦信号的整个周期内均有电流流过ＢＪＴ，如图８－３３所示。甲类的静态工作点Ｑ设在交流负载线的中点。特点：工作点Ｑ处于放大区，基本在负载线的中间。在整个信号周期内，三极管都有电流通过。缺点：效率低，即使在理想情况下，效率只能达到５０％。作用：通常用于小信号电压放大器；也可以用于小功率的功率放大器。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

２.乙类（导通角等于１８０°）乙类：静态电流为０，ＢＪＴ只在正弦信号的半个周期内均导通，如图８－３４所示。乙类的静态工作点Ｑ设在交流负载线到达截止区的位置。特点：工作点Ｑ处于截止区，半个周期内有电流流过三极管，导通角为１８０°，由于ＩＣＱ＝０，在ｕｉ＝０时，管耗很小，从而使效率提高。缺点：波形被切掉一半，严重失真。作用：用于功率放大。乙类互补对称功放电路有单电源和双电源两种类型：单电源的电路通常称为ＯＴＬ（无输出变压器）功率放大器；双电源的电路通常称为ＯＣＬ（无输出电容）功率放大器。它们分别如图８－３５（ａ）和图８－３５（ｂ）所示。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

３.甲乙类（导通角大于１８０°，小于３６０°）由上面的乙类功放电路可知，要放大整个周期的正弦信号需要两个类型不同的三极管各放大半周来完成，两个半周合成一个信号时交界的区域会产生交越失真，要克服这种失真一般要采用甲乙类放大电路。甲乙类：介于甲类、乙类两者之间，如图８－３６所示。甲乙类的静态工作点Ｑ设在交流负载线上略高于截止区的位置。克服交越失真的措施就是避开截止电压区，使每一个晶体管处于微导通状态。功率放大电路的输出电流一般很大。而一般功率管的电流放大系数均不是很大，而且两个三极管的电流放大系数也不容易做到绝对对称，现在一般都通过集成电路芯片来解决此问题。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

８.３.３集成功率放大器随着半导体工艺技术的不断发展，输出功率为几十瓦以上的集成功率放大器已经得到了广泛的应用。功率ＶＭＯＳ管的出现，也给功率放大器的发展带来了新的生机。１.双通道低压功率放大器———ＣＤ２８２２Ａ（教学实验项目的音频功放电路）（１）ＣＤ２８２２Ａ是一块双通道低电压功率放大器，适用于小型便携式放音机和收音机中作音频功率放大。其特点如下：电源电压范围宽，ＶＣＣ＝１.８～７Ｖ，特别适合在低电源电压下工作；静态电流小；交越失真小；可用于ＢＴＬ或双通道两种工作方式。封装形式：ＳＯＰ８／ＤＩＰ８。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

（２）芯片结构框图。ＣＤ２８２２Ａ的封装形式是ＳＯＰ８／ＤＩＰ８，各引脚功能如下：１脚和３脚：功放音频输出；２脚：电源；４脚：地；５脚：功放反向输入；６脚：功放正向输入；７脚：功放正向输入；８脚：功放反向输入。如图８－３７所示。（３）ＣＤ２８２２Ａ芯片的教学实验项目电路。ＣＤ２８２２Ａ芯片的教学实验项目电路如图８－３８所示，由ＣＤ２８２２Ａ芯片完成的高频接收、混频、中放、解调后的语言信号送到ＣＤ２８２２Ａ芯片７脚，２脚引入３Ｖ电源，４脚、６脚接地，５脚和８脚连接起来，也就是将两路放大器并接起来，１脚和３脚两路就能分别将功率放大音频输出到两个扬声器上了。上一页下一页返回８.３低频信号功率放大器

２.集成功率放大器———ＤＧ４１００ＤＧ４１００是双列１４脚封装集成电路芯片，各引脚功能如下：１脚：输出，２脚：空，３脚：地；４、５脚：消振；６脚：反馈；７、８脚：空；９脚：输入；１０脚：退耦；１１脚：空；１２脚：前级电源；１３脚：自举；１４脚：电源ＶＣＣ。电源电压为９Ｖ；输出功率为１Ｗ；电压增益为７０ｄＢ；输入电阻为２０ｋΩ；允许功耗为２.２５Ｗ；静态电流为１５ｍＡ；谐波失真为０.５％；输出噪声为１ｍＶ。芯片结构如图８－３