充电桩模块电路教学文稿

最近这几年充电模块是热］,从最开始的7.5kW、10kW到后面的15kW、20kW,功率

等级不断的提高。市场上的充电模块绝大部分都是三相输入，PFC部分也基本都是采用的

三相无中线HENNA结构的拓扑。借这次技术分享的机会，分享一下个人对「三相

VIENNA拓扑」的理解，希望和大家一起探讨交流。

我会从以下几个方面进行说B月：

①主电路组成

②工作原理

③控制模式

④控制地的选择

⑤母线均压原理

⑥原理仿真

一、主电路的组成

如图所示，是三相VIENNAPFC柘扑的主电路，大致如下:

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1.三相二极管整流桥，使用超快恢复二极管或SiC二极管；

2.每相一个双向开关，每个双向开关由两个MOS管组成，利用了其固有的反并联体二极

管，共用驱动信号，降低了控制和驱动的难度。相比其他组合方案，具有效率高、器件数量

少的优点；

3.电流流过的半导体数量最少，以a相为例：

■双向开关Sa导通时，电流流过2个半导体器件,euo=0，桥臂中点被嵌位到PFC母

线电容中点；

■双向开关关断时，电流流过1个二极管，iu>0时euo=400V,iu<0时euo=-400V,

桥臂中点被嵌位到PFC正母线或负母线。

二、工作原理

电路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通断，来控制PFC电感的充放电，由于PFC的PF

值很接近1,在分析其工作原理时可以认为电感电流和输入电压同相，三相点平衡，并且各

相差120度;

1.主电路的等效电路

①三相三电平Boost整流器可以被认为是三个单相倍压Boost整流器的Y型并联；

②三个高频Boost电感,采用CCM模式，减少开关电流应力和EMI噪声；

③两个电解电容构成电容中点，提供了三电平运行的条件；

Fig.2.Single-phasevoltage-doublerboostrectifier.

Ai=—xAt

加=包卢XAt

f

euo~1-evogivo|

3

n(mainsncutrah

这个eun的表达式非常重要。

2.主电路的开关状态

三相交流电压波形如下，U、V、W各相差120度

三相交流电压波形

通过主电路可以看出，当每相的开关Sa、Sb、Sc导通时，U、V、W连接到电容的中点O,

电感La、Lb、Lc通过Sa、Sb、Sc充电，每相的开关关断时，U、V、W连接到电容的

正电平（电流为正时）后者负电平（电流为负时），电感通过D1-D6放电,以0~30度

为例，ia、ic大于零，ib小于零。

每个桥臂中点有三种状态三个桥臂就是37=27种状态但不能同时为PPP和NNN状

态，故共有25种开关状态(见下期下载链接)。

3.主电路的发波方式

主电路的工作状态与发波方案有较大的关系，采用不同的发波方案会在每个周期产生不同的

工作状态。

一般Vienna拓扑采用DSP数字控制，控制灵活，可移植性强。

①采用单路锯齿波载波调制电流环控制器输出的调制信号被馈送给锯齿波载波，保持恒定

的开关频率；

在0~30度这个扇区内，每个周期产生4个开关状态，由于波形不对称，电流波形的开关

纹波的谐波比较大；采用该种方式进行调试，桥臂中点线电压的最大步进是2Ed(Ed为母

线电压的一半，400V);

②采用相位相差180度的高频三角载波，当对应的输入电压是正半周的时候，采用Trgl,

当对应的输入电压是负半周的时候采用Trg2,每个周期产生8个开关状态，与传统的控制

方案产生4个开关状态相比，8个开关状态相当于频率翻倍，减小了输入电流的纹波，对

THD指标有好处;

上一张仿真的波形:

上面我们提到，三相三电平PFC可以看作是三个单相的PFC,每个单相相当于由两个

Boost电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，正半周如下所示:

以a相为例，驱动信号为高时，则开关管Q1导通（交流电压的正半周）或者Q2导通（交

流电压的负半周）；驱动信号为低时，开关管Q1和Q2都关断。电压正半周时，a用上

桥臂二极管导通；电压负半周时，a相下桥臂二极管导通。

通过上面的分析，采用移相180度的三角载波进行调制，在0~30度的扇区内有8种开关

状态，4种工作模式ONO,ONP,OOP,POP。

®ONO工作模式

a相和c相导通,b相截至，U和W电压为0,V点电压-400V;该工作状态只给C2

进行充电；

②ONP工作模式

a相导通，b相和c相截至;U点电压为0,V点电压为-400V,W点电压为+400V;

ONP

③OOP工作模式

U和V点电压为0,W点电压为+400V;

④POP工作模式

U和W点电压为+400V,V点电压为0,该工作模式只给C1进行充电;

当然，这只是在0~30度弱区的工作状态。其实在整个工频周期，是有25个工作状态的。

0N0和POP这两种工作模式只给C1或C2充电的状态对后面母线电压均压起决定性

的作用。

我们知道,DSP的PWM模块的载波方式不能改变,一般是无法使DSP产生幅值相同、

相移180度的载波时基.可以用正负半周不同方式实现，具体实现方式如下：

在正半周的时候跟CMPR+比较，在负半周的时候跟CMPR-比较。正半周的时候低有效，

负半周的时候高有效。这样就可以产生180度的相移了其中CMPR-是PI计算出来的值,

而CMPR+=PRD-CMPR-

三、控制模式

我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。电压外环得到

稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（如ThreeLevelLLC.PSInterleaveLLC.PSFB

等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足THD和PF值的要求。

1正负母g出电压果年

2正负采样电压出稿

■*.&*1人文施电正a¥

6偏压环

7懒入电压采日加入直流倒・后

隔空餐流

8电旌宏

9、10电漉来杼

11电猊环

12发谡万女

13PWM产生

其实数字控制知E就是把模拟的方案转换为数字的运算，其中最经典可以参考TI的

UC3854,利用它的控制思想来实现数字化。

IAC

YRW1

PFC母线输出电压经过采样和滤波,由DSP的ADC采样到DSP内部，与电压给定信

号进行比较产生误差后经过Gvqs）补偿后输出一个A信号然后通过乘法器与交流AC

电压相乘得到电流的给定信号，正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位，使电源

输入端的PF值接近1;

将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差，经过Gic(s)补偿器进行补偿后得到

电流环的输出值，该值直接与三角波进行调制，得到PWM波形，控制电压和电流；大致

的控制框图可以用下图来笥化表示；

其中：

■Gcv(s)电压环的补偿函数

■Gci(s)为电楙的*M尝函数

■Hi(s)为电流环采样函数

■Hv(s)为电压环采样函数

■Gigd(s)为电感电流对占空比D的函数

四、控制地AGND的邮

在传统的单相有桥PFC中，一般把PFC电容的负极作为控制AGND,因为该点的电压

通过整流桥跟输入的L、N相连。

。当输入为正半周时，AGND为整流桥钳位在N线；

。当输入为负半周时，AGND被整流桥钳位在L线；

所以母线电容的负极地AGND（相当于PE）是一个工频的变化，由于输入一般都是50Hz

的交流电,所以相对还是比较稳定的，可以作为控制电路的控制地。

但是相比较ViennaPFC就不一样了，母线电容的中点相对与工频电压中点（PE）是一个

开关级的5电平高频变动的电平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（这里的Vo代表母线电压的一

半，典型值400V）,如果以如此大的高频波动去作为控制地的话，那么噪声和共模干扰就

会非常大，可能会导致采样电压和驱动不准确，严重影响到电路的可靠性。

由于电容中点的高频变化不能作为控制地，那怎么办？我们是否可以人为的构建一个虚拟的

地来作为控制地AGND?

我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连，采用Y型接法来产生虚拟地作为控制

地。不过构建了这个控制地后，那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于

这个控制地来工作“

采用这种方法，是不是完美的把电容中点。与控制地AGND分开了，避免了高频剧烈变

动带来的干扰。

LA

EMJFilter

五、母线均压

我们知道，三相ViennaPFC拓扑的母线电压800V是由两个电容C1和C2串联进行

分压，电容中点的电位。由电容的充放电决定,两个电容的电压应该保持均衡以保持真实

的三电平运行条件。否则输出电压可能包含不期望的谐波，甚至会影响到电路的完全性。

三相三电平PFC正负母线的均衡度会影响PFC的性能：

①输入电流THD

②功率开关管和二极管的应力（本身以及后级功率电路）

③动态时母线电容容易过压

电容中点的电位偏差与PFC正负母线电容的充放电过程相关，通过附件开关状态可以看

出，a组和z组工作状态没有电流流入或流出电容中点，因此两个电容的充放电是一样的,

不会产生偏压。只有b、c、d组的开关状态才会影响到PFC母线电容充放电的差异,产

生偏压。

根据前面的工作原理分析，POP工作状态只给电容C1进行充电，0N0工作状态只给电

容C2进行充电，故可以根据这两个工作状态来控制中点电位，在控制中可以调节0N0

和POP两个工作状态的作用时间来进行均压。

这个时候可以在整个控制环路中添加一个偏压环，用于调节0N0和POP的作用时间，

来进行母线电压的均压作用。

具体实施方法：

分别对正母线和负母线进行采样，然后得出差值（直流分量），该差值经过偏压环的补偿器

调节之后叠加到输入电流参考正弦波，经过精密整流后变换为幅值有差异的双半波作为电流

环的给定，以此来改变0N0和POP的作用时间，改善PFC母线均压。

如下图所示：compa、compb和compc分别是每相的电流环计算出来的结果，以0~30

度扇区为例，当正母线相对于中点的电压低于负母线时，正半波的给定变小，负半波的给定

变大，POP工作状态的时间变长，给正母线电容的充电时间变长；

0N0工作状态的时间变短，给负母线电容的充电时间变短。当正母线相对于中点的电压高

于负母线时，正半波的给定变大，负半波的给定变小，POP的作用时间变长，给正母线电

容充电的时间变短，0N0的作用时间变长，给负母线的充电时间变长。

图中comp值实线代表上个周期的值，虚线代表当周期需要的值；阴影部分代表变化的时

间；

以上说明的是主功率回路正常工作时候可以通过调节来控制PFC母线电容的均压，但是当

模块起机的时候呢？

可以采用辅助电源直接从+400V-400V之间进行取电，由于电容有差异性，内阻不可能

完全相等，也会差生偏压。

还有一个是要采用更高等级的MOSFET,成本高，而且现在充电模块的待机损耗也是一个

问题，很多客户要求模块的待机损耗不能超过多少。

当然还有另一种辅助电源取电方式，也是现在厂家主流的方式。就是正负母线均挂一个辅助

电源，在起机的时候通过充电电阻给母线电容充电,变压器采用绕组竞争的方式，谁的母线

电压高，就采用谁供电，这样可以很好的保证模块在起机过程中的均压效果；在模块正常工

作起来以后，也是同样的道理。而直接从+800V取电没有这种效果。

六、原理仿真

1.输出电压波形

2.仿真波形

输入电流波形，参数没有调好，将就着看吧。

输三相电流波形

3.桥臂中点的线电压

输入线电压峰值与PFC总母线电压的比值定义为调制系数m,m=Vlp/2Ed;其中VIp是

线电压的峰值。

整流器可以被认为是与市电通过PFC电感连接的电压源，为了使输入电流正弦，桥臂中点

线电压也应该为正弦波形，

而实际情况下桥臂中点线电压是正弦PWM波形，谐波分量和最大步进是两个主要考虑的

因素。

①当输入线电压峰值大于Ed时，桥臂中点线电压电压波形euv,是一个5阶梯的电压波

形，幅值为0,±400V,±800V,步进是400V;

②当输入线电压峰值小于Ed时，桥臂中线线电压波形是一个3阶梯的电压波形，幅值为

0,±400V,步进为400V;

桥臂中点相对于市电中点的电压波形eun,是一个9阶梯的电压波形；幅值为0,±133V,

±266V,±400V,最小步进是133V,最大步进是266V;由于功率开关管和散热器之间有

寄生电容，这个阶梯信号会产生共模噪声；

a«w

电容中点0相对于市电中点的电压波形eon,是一个5阶梯波形，幅值为0,±133V,±

266V,步进为133V;

随着电动汽车的火热发展，充电桩和车载充电器的方案已经成为市场的热点。此

类应用中，其输入电压大都是三相交流输入，经过三相PFC后，直流母线电压

会高到1.800V,如此高的直流母线电压给后级的DC/DC变换器的设计带来

极大的挑战。

首先是器件的选择，800V的母线电压，要求DC/DC的Mosfet的额定电

压至少需要1000V,而在这个电压等级下的MOS管选择非常有限。所以，目

前大多数方案采用的三电平电路，用两个600V的Mosfet串联,来解决高母线

电压带来的MOS管应力问题。其次是高压下的开关损耗很大，使得我们必须

选择软开关的电路拓扑。LLC变换器可以在全负载范围内实现ZVS，使高压输入

下，高开关频率成为可能。下图给出了典型三电平全桥谐振变换器的电路。

WOVdc

三电平全桥LLC变换器

三电平变换器有其独有的优点，比如每个Mosfet只需要承受一半的输入电

压；当然，也有缺点，比如每个桥臂需要4个MOSFET以及各自的驱动,增加

了系统复杂度，再比如每个桥臂需要各自的钳位二极管，增加了系统成本。

本文中，将介绍我们8KWLLC变换器的设计方案。使用Cree的1200V碳

化硅Mos管代替上匿中两个串联的MOS,三电平变换器简化成传统两电平全

桥变换器，如下图。同时，我们将开关频率设定到160KHZ,减小了磁性器件

和整个变换器的体积。

650V-B00V

8KW碳化硅全桥LLC解决方案

这里先传一张我们的样机图片

充电模块生产厂家

功率规格尺寸mm体枳功率密度

序号品牌型号前级PFC方案后侬DC-DC方案

(kW)电压电流源高(cm3)(W/cm3)

115REG50040VVIENNA三电平移相个榜150Vdc-550Vdc0-35A226395847498.682.000

215REG75030VVIENNA三电平移相全格150Vde~750Vde0~25A215395847133.72.103

英飞K

321REG5OO5OVVIENNA三电平楼相全格15OVdc-5OOVdc0-50A226395847498.682800

420REG7S030VVIENNA三电平移和全桥150Vdc-750Vdc0-33A215395847133.72.804

515EVR400-15000VIENNA两tfl二电平LLC全桥串联200Vde~450Vde3.4-37.4ASOO41088180400.831

6ISEVRSOO-15000VIENNA两组二电平LLC全桥中联200Vde~500Vde3-33A50041085174250.861

715EVR600-15000VIENNA两组二电平ILC全侨申联lOOVdc~600Vde2.5-37.5A50041085174250861

815EVR600-15000BVIENNA两妲二电平LLC全挤申联200Vde~750Vde2.5-37.5A50041085174250861

915EVR700-15000VIENNA两妲二电平LLC全桥串联200Vdc-750Vdc2-22A50041085174250.861

1015EVRIOOO-ISOOOVIENNA两国二电平LLC全桥串联200Vdc~lOOOVdcl.S-16.5A50041085174250.861

1115EVR700-15000BVIENNA两组二电平LLC全桥中联200Vde~750Vde2-22A447370426946382.159

1215EVRGOO15000DVIENNA两绢二地平LLC全桥申联200Vde~750Vde2.5~37.5A447370426946382.159

1315EVR500-15000BVIENNA两姐二电平ILC全挤申联200Vde-500Vdc3-33A447370426946382.159

1415EVR400-15000BVIENNA两姐二电平LLC全桥串联200Vdc-450Vdc4-44A447370426946382.159

1515EVR700-15000CVIENNA两妲二电平LLC全桥串联200Vdc-750Vdc2-22A2403708575481.987

1615EVR600-15000CVIENNA两组二电平LLC全桥串联200Vdc-750Vdc2.5-37.5A2403708575481.987

17ISEVR500-15000CVIENNA两组二电平LLC全桥串联200Vde~500Vde3-33A2403708575481.987

1815EVR40015000CVIENNA两组二电平ILC全桥申联200Vdc-450Vdc4-44A2403708575481987

1920EVR700-20000CVIENNA西妲二电平LLC全挤率联200Vde~750Vde2.7-30A2403708575482.650

2020EVR500-20000CVIENNA两妲二电平LLC全桥串联200Vde-500Vde4-44A2403708575482.650

2120EVR700-20000VIENNA两组二电平LLC全桥串联200Vdc-750Vdc4-44A50041085174251.148

2220CVRSOO-20000VICNNA两组二电平LLC全侨中联200Vde-DOOVdcG-GOA2403700575402.G5O

2315R5OO3OG1交惜式PF二两组二电平三相交群LLC申联200Vde~500Vde0-36A206470838036.061867

华为

2415R75020G1交错式PF。两组二电平三相交U4LLC申联300Vdc~750Vde0-24A206470838036.061867

2515ER75020TVIENNA三电平LLC半挤200Vde-750Vdc0-22A4504^087180090833

艾男生

2615ER75020T2VIENNA三电平移和全桥SOVdc_75OVdc0-25A215395847133.72.103

2715ser750-20VIENNA三电平LLC全桥200Vdec50Vde0-20A220425132123421.215

盛弘

28ISSR4S0-30VIENNA三电平LLC全桥200Vde~500VdeO~33A220425132123421.215

29麦格米特15MR75020VIENNA(两管井)两组二电平ILC全快申联250Vde~750Vde0.5~21A217436888325861802

3010TH7OOQ15ND-AVIENNA两组二电平三相交宿LLC申联300Vde~750Vde0-15A220396.5857414551349

31通合电子10TH500Q20ND-AVIENNA两俎二电平三相交错LLC串联200Vde-500Vdc0-20A220396.5857414.551349

3220THS00Q40ND-AVIENNA两组二电平三相交格LLC串联200Vde~500Vde0~40A220396.5857414.552.697

各主流充电机模块的型号、技术方案，技术参数和尺寸等相关参数如下表所示:

二、充电模块的主流拓扑

1、前级PFC的拓扑方式：

(1)三相三线制三电平VIENNA：

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PWM驱动

H前市场上充电模块主流的PFC拓扑方式如上图所示：二相二线制二电平VIENNA,英

可瑞，英飞源，艾默生，爰格米特，盛弘，通合等均采用此拓扑结构。此拓扑方式每柱可以

等效为一个BOOST电路。

由于VIENNA整流器具有以下诸多优点,使得其十分适合作为充电机的整流装置的拓扑。

1、大规模的充电站的建设需要大量的充电机，成本的控制卜分必要，VIENNA整流器减

少了功率开关器件个数同对其三电平特性降低了功率开关管最大压降，可以选用数量较少且

相对廉价的低电压等级的功率器件，大大降低了成本；

2、功率密度即单位体积的功率大小也是充电机的重要指标，VIENNA整流器控制频率高

的特点使电感和变压器的体积减小，很大程度上缩小了充电机的体积，提高了功率密度；

3、VIENNA整流器的高功率因数和低谐波电流，使充电机不会给电网带来大量的谐波污

染，有利于充电站的大规模建设。因此，主流的充电模块厂家均以VIENNA整流器作为充电

机的整流装置拓扑。

4、每相两个MOS管是反串联，不会像PWM整流器那样存在卜.下管直通的现象，不需

要考虑死区，驱动电路也相对容易实现。

缺点：

1、输出中性点平衡问题：中性点电压的波动会增加注入电网电流的谐波分量，中性点

电压严重偏离时会导致开关器件以及直流侧电流承受过岛电压而损坏。因此必须考虑直流侧

中性点电位的平衡问题：

2、能量只能单向传递。

（2）两路交错并联三相三线制三电平VIENNA：

杭州中恒电气自主研发使用的充电模块采用的是两路交错并联三相三线制三电平VIENNA的

PFC拓扑方式。控制方式：第一Vienna变换器的A相驱动信号与笫二Vienna变换器的A相

驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180°；第一Vienna变换器的B相驱

动信号与第二Vienna变液器的B相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开

180°；第一Vienna变换器的C相驱动信号与第二Vienna变换器的C相驱动信号同频率同

幅值、占空比各自独立、相位错开180°。通过两个变换器的并联，使得开关管和二极管电

流应力降低一半，可使用芍统半导体器件；通过交错并联技术，总输入电流波动减小，从而

减少电磁干扰，减小滤波器体积；用两个分散的发热器件代替一个集中的发热器件，在总热

量没增加的基础上可方便PCB布局和热设计。另外此拓扑在轻载时，可仍然实现输入电流

连续，减少了干扰。

(3)单相交错式三相三线制三电平VIENNA：

华为使用的充电模块采用的是单相交错式三相三线制三电平VIENNA的PFC拓扑方式。

此拓扑方式将三相输入分解为三个单相的交错式的PFC电路，每个之间相互交差120。。而

每一路的驱动MS管相互交差130,。这样可以降低输入纹波电流和输出电压纹波，从而

减小减小BOOST升压电感的尺寸，减小输出滤波电容的容量。同时降低EMI,缩减EMI磁

性元器件大小，减小线路的均方根电流等，提高整机效率。

2、后级DC-DC的拓扑方式：

（1）两组交错式串联二电平全桥LLC：

（2）两组交错式并联二电平全桥LLC：

目前英可瑞，麦格米特的750V的充电模块均采用的是两组交错式串联二电平全桥LLC,

500V的充电模块采用的是两组交错式并联二电平全桥LLC<.

优点：

1、根据母线电压，将分成上下两个全桥的LLC控制，可以在不增加开关管应力的情况

下，使用成熟的二电平全桥LLC控制电路；

2、采用全桥LLC算法，可以实现整流二极管的零电流关断，提高效率，减小EMI：

3、轻载特性比较好。

缺点：

通过调节频率实现输出电压的调节，难以实现输出电压的宽范围调节，谐振电感和变压

器设计困难，开关频率不固定，难以实现更大容量。

(3)三电平全桥移相/V3:

c

英飞源、维谛技术（原艾默生）采用的这种三电平全桥移相ZVS。

1、采用三电平技术，可以减小开关管的电压应力，从而使用650V的MOS管，提高整

机开关频率，减小输出滤波电感的尺寸；

2、移相全桥技术可以实现输出电压的宽范围调节，同时输出电压纹波小；

3、变压器不需要开气隙，有利于磁性元器件的功率密度的提升：

4、容易做在大功率，大容量。

不足之处：

1、轻载时，滞后臂不容易实现软开关；

2、整流一极管为硬开关，反向恢复也压尖峰高，t：MI大；

3、占空比丢失。

（4）三相交错式LLC:

华为，通合电子采用的这种三相交错式LLC。该转换器包含3个普通LLC谐振DC-DC转换器,

每个转换器分别以120。相位差运行。输出电容的纹波电流得以显着减小，提高功率密度。

变压器可以由3个小尺寸的磁性组合，减小整机的高度。但是其控制复杂。

(5)三电平全桥LLC:

盛弘电气，茂硕电源采用三电平全桥LLC。

（6）两组交错式串联二电平全桥移相ZVZCS：

（7）两组交错式并联二电平全桥移相ZVZCS：

两组交错式串联二电平全桥移相ZVZCS和两组交错式并联二电平全桥移相ZVZCS两种方案跟

上述（1）（2）的结构方式类似，只是采用了不同的控制算法，一种为全桥LLC,一种为全

桥移相。

优缺点LLC拓扑移相拓扑

效率高宽输入、宽输出调节范围

全负载范围内实现ZVS软开关低输出纹波

优点

低的EMI电磁干扰易于实现次级侧同步整流

易于高压电压输出易于大功率扩展

输出纹波大滞后臂难实现ZVS,开关损耗大（但ZCS容易实现）

整流二极管工作在硬开关，损耗大，反射尖峰电

缺点谐振电感，变压器设计困难

压大

难实现宽输入和宽输出调节副边占空比丢失（ZCS漏感小）

三、充电模块技术要求和特点及发展方向

序号名称技术要求及特点发展现状及方向

1、从2014年的7.5KW,到2015年的恒流20A15KW模块，

到2016年的恒功率25A15KW模块的发展进程；

2、今年上半年英飞源，英可瑞，通合电子，中兴等厂家均

已开发出20KW充电模块样机,并且尺寸跟15KW比较，

均为2U,只是深度部分厂家加长了。但很少正式运用

到充电桩中长期运行检验。个人认为20KW充电模块只

是一个过渡产品。（只是对原有的15KW进行了功率升

目前充电桩上使用的主流充电

级）；

1单模块功率模块功率为单机15KW,少数

3、目前优优绿源，金威源，新亚东方，麦格米特，飞宏均

为单机10KW,如通合电子。

已开发出了30KW充电模块样机，但都处理测试阶段。

人个认为30KW将会成为主流（1、30KW单机模块平均

每瓦成本降低不少；2、30KW的尺寸有的是3U高度，

或2U高度+超过300的宽度，相对20KW模块尺寸增加

不大；3、充电桩肯定是向大功率方向发展，如350KW

和400KW,相对单机15KW模块,30KW模块数量减小

一半，充电桩可靠性高）。

1、国网发布2017版《电动汽车充电设备供应商资质能力

核实标准》指出直流充电机输出电压范围为200V

750V,恒功率电压区间至少覆盖400V-500V和

600V〜750V。因此，各模块厂家均为模块升级成

市场主流模块分为200Vde〜200Vde〜750Vde且满足恒功率的要求；

2宽输出电压

500Vdc和200Vdc〜750Vdc.2、随着电动汽车续航里程的增加，以及车主对缩减充电时

间的愿望，大功率充电即350KW,1000V将成为必然的

发展方向。因此，模块输出电压会增加到1000V。

3.目前英可瑞已开发出1000V,15KW的模块机样，麦格

米特己开发出950V,30KW的模块机样。

市场主流模块的输入电压范围

为380±20%（3D5-456VAC）,个人认为输入电压范围为380±20%（305~456VAC）,频率范

3宽输入电压频率范围为45~65Hz。而英可围为45~65Hz就可以满足充电桩的现场应用，不必扩展更

瑞，英飞源等厂家的输入电压宽的输入电后范围。

范围标称:（26（T530VAC）

市场上目前前级PFC的开关频

率在40-60KHZ之间，后级移相随着单机模块功率的加大，而体积又不能成比例增大的情

4高频化全桥固定频率均在100KHZ以况下，不管是前级PFC还是后级的DC-DC,只有进一步增

下，而全桥LLC的主谐振点频加开关频率才能实现增大功率密度。

率也在100KHZ以下。

随着98%超高效率技术和宽禁带器件在通信电源市场的成

市场上所有厂家的模块，基本熟，从技术角度考虑，将目前的充电桩模块效率提升到98%

5高效率上峰值效率在95%到96%左是完全可能的。但从投资