【《交错并联LLC的运行与均流策略分析》4800字】

交错并联LLC的运行与均流策略分析目录TOC\o"1-3"\h\u17342交错并联LLC的运行与均流策略分析 1142281.1交错并联LLC的输出纹波分析 167561.1.1单相LLC纹波量的计算 2305081.1.2交错并联LLC的输出纹波量计算 2206331.2谐振槽参数对两路输出电流的影响 3140041.2.1谐振电感对电压增益的影响 3102841.2.2励磁电感对电压增益的影响 4142311.2.3谐振电容对电压增益的影响 4123691.2.4多参数有偏差对电压增益的影响 566271.3均流方法介绍 6183941.1.1下垂控制法 631001.1.2主从设置法 6272181.1.3平均电流法 7200781.1.4最大电流均流法 8263271.4均流控制策略与方案 9196031.4.1移相均流控制的工作原理 9222501.4.2移相角与电压增益关系的特性分析 13交错并联技术对提高功率密度、减小输出电流纹波有很好的效果，在理想情况下，两路LLC谐振变换器交错并联，若谐振槽参数及输入电压保证相同，那么输出电流就能够相同，但在实际情况中，两路的谐振槽参数不可能完全相等，或多或少都会有一些差别，造成输出电流不能均分，会给变换器带来一些问题，严重情况下可能导致变换器不能正常工作，所以为了解决这个问题，本章对不均流的影响因素进行深入分析，从而给出交错并联LLC谐振变换器的均流控制策略。1.1交错并联LLC的输出纹波分析首先忽略励磁电流产生的损耗以及电路其他器件造成的损耗，当开关管频率与谐振频率相等，即变换器处于完全谐振时，谐振槽的电流正好表现为正弦，输出整流侧是正弦半波，两路LLC谐振变换器开关驱动的相位角相差，输出电流的相位也就相差，输出电流的纹波就可以减小。从图2-1（c）中可以看出，将两路LLC交错并联，总输出电流的周变小，频率变为单路LLC的两倍，单路LLC的纹波量表示为，两路交错并联后的纹波量为，接下来对其进行定量分析[49]。1.1.1单相LLC纹波量的计算第一路LLC谐振变换器副边整流后电流表达式为：（3-1（3-1）其中，为整流基波有效值；LLC输出平均电流是：（3-2）（3-2）得到电流纹波值和纹波率：（3-3（3-3）（3-4（3-4）第二路LLC谐振变换器整流后电流表达式为：（3-5）（3-5）（3-6（3-6）1.1.2交错并联LLC的输出纹波量计算交错并联后总的输出为：（3-7）（3-7）=平均电流和纹波值为：（3-8（3-8）（3-9（3-9）得出纹波率为：（3-10（3-10）由以上推导和定性分析，交错并联之后，输出电流的纹波会大大降低。1.2谐振槽参数对两路输出电流的影响不同器件之间也会有一些特性的差异引起两路电流不能均分，但主要引起两路电流不能均分的原因是谐振槽的参数，以下就重点分析谐振槽参数的不同所引起的两路电流不均问题，并配合一些曲线关系具体说明。1.2.1谐振电感对电压增益的影响图3-1谐振电感参数有偏差时的增益曲线Fig.3-1gaincurveofresonantinductorwithparameterdeviation图3-1所示为在其他参数不变的情况下，第二路谐振电感比第一路谐振电感大5%时的波形图，从图中可以看出，若归一化频率不同，两路电压增益相差大小也不同。当归一化频率大于1时，谐振电感较小的一路电压增益较大，而且比大的越多，两路电压增益相差的就越多；当归一化频率小于1时，两路电压增益相差较大，尤其是在电压增益峰值的时刻；两个变换器在谐振频率处工作，即归一化频率为1时，电压增益大小为1。1.2.2励磁电感对电压增益的影响图3-2励磁电感参数有偏差时的增益曲线Fig.3-2gaincurveofexcitationinductorwithdeviation图3-2所示为第二路LLC谐振变换器的励磁电感比第一路大5%时的波形图，从图中能够得知，励磁电感对输入电压增益有一定的影响，但影响相对较小；而在小于时，电压增益有一定的偏差，但是比谐振电感对电压增益的影响小一些。1.2.3谐振电容对电压增益的影响图3-3所示为第二路LLC谐振变换器谐振电容比第一路谐振电容大5%时的波形图，由图中可以看出两路电压增益有差异的情况，特别是在的时刻较为突出，而在其它频率下，电压增益偏差并不是很明显，因此电压增益的偏差大小会随着频率的变化而变化，且谐振电容主要对电压增益峰值处有很大影响。图3-3谐振电容参数有偏差时的增益曲线Fig.3-3gaincurveofresonantcapacitancewithdeviation1.2.4多参数有偏差对电压增益的影响图3-4谐振电容电感参数有偏差时的增益曲线Fig.3-4gaincurveofresonantcapacitanceinductancewithdeviation图3-4为两路LLC谐振变换器的谐振电感与谐振电容都相差5%时的波形图，在这种条件下，电压增益的偏差会比谐振槽只有单个谐振参数差异时偏差更大，在实际情况下，交错并联LLC谐振变换器不均流主要来源于多个谐振槽参数的影响，所以参数差异导致的不均流问题是不能忽略的，这会对电路正常工作造成严重的影响。1.3均流方法介绍本节介绍了几种均流控制方法[50]，分析了各种方法的均流原理，并对各方法的优缺点进行介绍，从而引出本文所使用的的均流控制策略。1.1.1下垂控制法下垂控制法又称为输出阻抗法，这种方法主要是通过采集输出电流来控制模块的输出阻抗，进而调节每个模块的电流大小使其均流，如图3-5所示，图中电阻用来检测电流，放大器将检测后的电流采样值进行放大得到，模块输出电压的采样信号，两者进行加权相加，之后与电压基准值进行比较，最后输出PWM波进行控制。若输出电流增大，便会增大，这样会使得电压采样信号也增大，那么输出阻抗的变大会使得模块的输出电压减小，进而减小输出电流，达到了均流的目的。下垂控制法的均流方法较为简单，其模块化的特性也好，但是其控制效果较差，而且不太适用于大功率的场合。图3-5下垂控制法均流原理图Fig.3-5flowsharingdiagramofdroopcontrolmethod.1.1.2主从设置法主从设置法是一种闭环的均流控制方法，如图3-6所示，可以实现电压电流双闭环。若多个模块并联，那么就需要选定一个主模块，它的误差信号是由输出采样电压与给定电压比较后再与输出电流采样信号比较得到的，中间需要经过两个误差放大器，才能最终得到输出误差信号，从而获得PWM波形；其他模块均为从模块，从模块的电压误差放大信号为主模块的电压误差放大信号，再与从模块的电流采样信号进行比较，得到了PWM驱动波形。图3-6主从设置法均流原理图Fig.3-6flowsharingprinciplediagramofmaster-slavesettingmethod主从设置法的均流效果比下垂法要好，而且精度高、响应快，但缺点是该方法的主模块不可以被其他模块替代，而且主模块发生故障时会影响从模块的正常工作，可靠性不高，应用场合受到了一些限制。1.1.3平均电流法如图3-7所示为平均电流法的控制原理，为了得到输出电流的平均值，需要将各个模块的电流进行采样。电流均值与均流母线之间接一个电阻R，每个模块的电流采样信号需要和电流均值进行比较，然后将得到的误差信号与电压基准值叠加后再与电压采样信号进行比较，最终得到了PWM驱动信号，进而调节各模块的输出电压，达到了均流的目的。平均电流法的均流精度较高，控制效果好，但也会存在一些明显的不足，如果均流母线发生了故障导致某一模块非正常运行，会导致平均电流的采样值出现错误，进而会导致其他各模块的输出电压被调高或调低，使并联系统输出值的偏差较大，无法正常工作。图3-7平均电流法均流原理图Fig.3-7flowsharingprinciplediagramofaveragecurrentmethod1.1.4最大电流均流法如图3-8所示为最大电流法的控制原理，这种控制同样需要设立主从模块，其中主模块为输出电流最大的模块。此种方法需要在电流均值与均流母线中间接一个二极管，二极管阳极端接电流采样，阴极端接均流母线，均流母线上的电压信号是通过采集模块中最大输出电流后得到的，之后的原理与平均电流法相同，从而实现系统并联的均流。图3-8最大电流法均流原理图Fig.3-8flowsharingprinciplediagramofmaximumcurrentmethod该控制方法精度高、效果好，但均流二极管上会产生一定的压降，使得主模块的均流产生误差，同样也会因为某一个模块出现故障导致整体的误差增大，均流效果变差，主模块发生故障时从模块也不能正常工作，可靠性相对较差。根据实际需要，选择合适的控制方法，应用在不同的场合，也能在一定程度上解决均流问题，但是为了提高变换器工作的可靠性，减小控制的复杂度，本文采用移相与变频的控制方式，以下作重点介绍。1.4均流控制策略与方案1.4.1移相均流控制的工作原理为了能够保证两路输出电流均分，提高变换器效率，需采用均流控制策略，如果单独采用脉冲频率调制，不能够解决这个问题，因为若要保证两路电流相等，就需要保证两路谐振槽的输入电压增益相等，那么两路开关频率就需要在不同频率下工作来调节电压增益使其保持相等，然而，对于交错并联LLC，还需要实现交错，保证纹波能够错位相消，因此需要保持频率相等，这显然与前者相矛盾，因此需要引入新的控制变量来控制均流，由于引入了移相控制[51-52]，接下来就对移相调制原理做详细介绍。引入移相角，移相角的改变可以控制输入电压增益大小，进而控制输出电流，移相角主要是针对于电压增益较大的一路进行控制，而另一路不做任何改变，以下针对于第一路输入电压增益较大时的工作波形进行介绍，一个周期可分为14个模态：模态1（）在时刻，开关管已经导通，而刚好导通，该时刻变压器向副边传递能量，变压器副边二极管处于导通状态，励磁电感两端电压保持恒定，所以不参与谐振，只有谐振电感电容、谐振，第一路谐振电流在不断减小，励磁电流反方向线性增大，第一路变换器向副边传递能量；对于第二路，开关管与处于导通状态，整二极管处于导通状态，同样谐振电感电容与谐振，而励磁电感不参与谐振，谐振电流以反向增大且以正弦形式变化，励磁电流呈相反的方向线性增大，等到时刻，该模态结束；模态2（）在时刻，第一路谐振电流全部流过励磁电感，励磁电感参与到谐振电感与谐振电容的谐振中，变压器副边无电流通过，整流二极管实现ZCS，第二路变换器保持上一状态不变，到时刻，该模态结束；模态3（）在时刻，开关管关断，开关管的寄生电容放电，的寄生电容充电，该路谐振电感电容、与励磁电感共同谐振，由于开关管具有较小的死区时间，所以谐振周期大，可以近似认为这段时间的谐振槽电流保持不变，第二路变换器保持上一状态不变，等到时刻，该模态结束；图3-9交错并联LLC移相的工作波形Fig.3-9interleavedLLCphaseshiftingworkingwaves模态4（）在时刻，开关管两端电压已经降为零，实现了ZVS，而开关管两端电压为母线电压，该路谐振电感电容、参与谐振，谐振电流以正弦方式变化且逐渐增大，励磁电感保持恒压充电，整流二极管导通，第二路变换器保持上一状态，等到时刻该模态结束；模态5（）在时刻，第一路变换器保持上一状态运行，由于与相等，所以开关管、关断的同时，第二路的谐振电流全部流过励磁电感，没有经过变压器原边，开关管与的寄生电容放电，与的寄生电容充电，因为开关管处于死区时间段，可认为谐振槽电流没有发生变化，等到时刻，该模态结束；模态6（）在时刻，第一路变换器保持上一状态，开关管与的寄生电容放电至两端电压为零，实现了ZVS，开关管与的寄生电容充电至母线电压，整流二极管导通，谐振电感电容、处于谐振状态，谐振电流为正弦形式，而该时刻变压器原边电压恒定，所以经过励磁电感的电流线性增大，第二路变换器向变压器副边提供能量，等到时刻，该模态结束；模态7（）在时刻，开关管关断，其寄生电容充电，开关管的寄生电容放电，谐振电流在不断减小，而线性增大，副边整流二极管导通，第二路变换器保持上一状态，等到时刻，该模态结束；在时刻，开关管开通，变换器进入下半个周期，其工作原理与前半个周期相类似，故在此不再展开详细讨论。图3-10模态等效电路图Fig.3-10ModalEquivalentCircuitDiagram1.4.2移相角与电压增益关系的特性分析移相角会改变谐振槽输入电压增益的大小，移相之前，谐振槽输入的电压用表示，移相之后谐振槽输入电压用所示，由图3-11可知，没有采用移相时，谐振槽输入电压没有为零的时刻，而引入移相角之后，可以等效减小谐振槽输入电压增益，从而减小输出电流。图3-11谐振槽输入电压波形Fig.3-11inputvoltagewa