CN112688536B 驱动器电路、相关集成电路、电子转换器和方法 （意法半导体股份有限公司）

本公开涉及一种驱动器电路、相关集成电该比较器生成指示谐振电流何时改变符号的第比较电路指示第一斜坡信号已经达到参考阈值半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期正电路将第一斜坡信号修改为在第一间隔期间具有第一梯度值且在第二间隔期间具有第二梯2至少一个半桥，包括串联连接在所述正输入端子与所述负输第一端子和第二端子，被配置为连接到所述高压侧电子开关第四端子，被配置为连接到反馈电路，以便接收根据所述在连续的第一开关半周期和第二开关半周期期间，经由所述驱每个开关半周期在所述比较电路指示所述第一斜坡信号已经达到相应一旦所述第一开关半周期开始，则在延迟之后断开所述低一旦所述第二开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述控制电路，被配置为在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期第一间隔，在相应所述半周期开始的时刻开始并且在所述第二间隔，在所述第一控制信号指示所述谐修改在所述比较电路的输入处被提供的所述第一斜坡信号，从而所通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述比较电路的所述参考阈值中的一3根据所述反馈信号来确定所述第一梯度值或所述第二梯度值中的至少一根据所述反馈信号来确定所述参考阈值中的至少一述校正电路被配置为通过向所述模拟积分器电路的输入处的所述第一信号添加第二信号5.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设置6.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔和所述第二7.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设置设置为恒定的非零值并且在所述第二间隔期8.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述积分器电路包括积分电容器并且所述校正电路被配置为通过以下操作来修改所述第一斜将所述步长在所述第一间隔期间设置为第一步长值并且在所述第二间隔期间设置为将所述数字计数器的时钟信号在所述第一间隔期间设置为第一时钟信号并且在所述10.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括积分器电中所述校正电路被配置为通过向所述模拟积分器电路的输出处的所述第一斜坡信号添加所述第一信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二斜坡信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间对应于线性斜坡信号；所述第一信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间被设置为非零值，坡信号在所述第一间隔期间对应于零并且在所述第二间隔期间对应于线性斜11.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括积分器电中所述校正电路被配置为通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述比较电路的412.根据权利要求11所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设13.根据权利要求11所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔和所述第在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的一个开关半在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的另一开关半周期中的每个开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为增加所述第一斜坡信周期中的每个开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为减小所述第一斜坡信至少一个半桥，包括串联连接在所述正输入端子与所述负输及第一端子和第二端子，被配置为连接到所述高压侧电子开关5第四端子，被配置为连接到反馈电路，以便接收根据所述在连续的第一开关半周期和第二开关半周期期间，经由所述驱每个开关半周期在所述比较电路指示所述第一斜坡信号已经达到相应一旦所述第一开关半周期开始，则在延迟之后断开所述低一旦所述第二开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述控制电路，被配置为在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期第一间隔，在相应所述半周期开始的时刻开始并且在所述第二间隔，在所述第一控制信号指示所述谐修改在所述比较电路的输入处被提供的所述第一斜坡信号，从而所通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述比较电路的所述参考阈值中的一在连续的所述第一开关半周期和所述第二开关半周期期一旦所述第一开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述6一旦所述第二开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个生成第一斜坡信号并且确定所述第一斜坡信号何时达到至确定在相应所述半周期开始的时刻开始并且在所述谐振电流改变符号的时刻结束的确定在所述谐振电流改变符号的时刻和所述第一斜坡信号达到相应参考阈值的时刻修改在所述比较电路的输入处被提供的所述第一斜坡信号，以通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述参考阈值中的一个或多个参考阈7[0003]结果，可以通过在保持占空比恒定为50％的同时改变方波的频率来调制循环功连接到输入源的初级侧(与变压器的初级绕组有关)以及通过整流和滤波系统为负载供电[0008]-正输出端子202a和负输出端子202b，用于提供经调节的(DC)输出电压Vout或输Vin也可以例如借助于整流器电路(诸如桥式整流器)和可选的滤波器电路(诸如电容器)从体管SW2的源极端子直接连接到端子2008心抽头次级绕组，该中心抽头次级绕组包括串联连接的第一次级绕组T2a和第二次级绕组连接到相应二极管Da和Db的阳极，并且二极管Da和Db的阴极(例如，直接地)连接到端子[0023]通常，在次级绕组T2与输出端子202a和202b之间也可以使用其他整流器(代替二可以经由桥式整流器连接到输出端子202a和2029压Vin和/或输出负载30的变化)时使转换器的输出电压Vout或输出电流I关SW1和SW2之间)和负输入端子200b(或备选地正输入端子200a)以便接收基本为方波的信[0030]由传感器212提供的测量信号(指示电流Iout或电压Vout)被提供给被配置为生成误差信号Er的误差放大器。例如，误差放大器可以将测量信号与参考信号(诸如参考电压直接提供给驱动器电路210，或者例如经由光耦合器218(其通常在隔离电子转换器的情况214关联了连接在运算放大器的输出与输入端子之一(通常是反相输入端子)之间的反馈网[0034]-良好的调节(即，在扰动之后由输出参数Vout/Iout恢复的新常数非常接近在扰[0040]如前所述，这通常是通过使用包括一个或多个电阻和/或一个或多个适当值的电[0042]发明人已经观察到，调制器增益通常不取决于开关频率(至少在相关频率的范围[0058]发生这种不稳定性的操作条件取决于谐振槽的特性，例如，取决于LLC转换器的不稳定性通常在非常轻的负载下发生(即，当电流感测信号Vs非常小并且零电流比较器的件对零电流比较器的输入电压偏移和/或对倾向于从50％更改所生成的方波的占空比的扰种谐振转换器通常被配置为根据施加到正输入端子和负输入端子的输入电压来在两个输和低压侧电子开关，其中高压侧电子开关与低压侧电子开关之间的中间节点表示开关节斜坡发生器电路和被配置为确定第一斜坡信号是否达到至少一个参考阈值的比较且比较电路可以被配置为确定第一斜坡信号是否达到下限二间隔从第一控制信号指示谐振电流已经改变符号的时刻和比较电路指示第一斜坡信号且校正电路可以包括被配置为生成第二信号的第可以在第一间隔期间被设置为恒定的非零值并且在第二间隔将步长在第一间隔期间设置为第一步长值并且在第二间隔期间设置为第二步长值来修改一时钟信号并且在第二间隔期间设置为第二[0075]代替修改第一斜坡发生器的输入，校正电路还可以修改第一斜坡发生器的输二斜坡信号在第一间隔期间对应于零并且在第二间隔期间对应于线性斜坡[0078]通过以下以非限制性示例的方式在附图中示出的本公开的实际实施例的详细描[0101]图24示出了生成可以由图22所示的控制器件利用的参考电压[0107]图3示出了根据本公开的第一实施例的用于谐振转换器的控制器件210a的电路示[0108]例如，这样的控制器件210a可以用于控制如图1和图2所示的(LLC)电子转换器的同相端子)处接收参考电压Vref。运算放大器OA1的输出连接到双极型晶体管Q1的基极端[0113]-积分电路2300，被配置为生成与反馈信号Ic在给定时间段内的积分成比例的积[0115]此外，控制电路2106被配置为根据测量信号Vs和积分信号INT生成分别用于高压侧开关SW1和低压侧开关SW2的驱动信号HS器电路210a包括向节点N1提供电流k·Ic的充电电路/电流发生器2102和向节点N1提供电压VCT和测量信号Vs来生成控制信号S1和S2以及驱动信号LSGD相对应(TA=Δt2+Δt3)，并且半周期TB与第四[0134]-一旦积分信号(电容器CT处的电压VCT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102[0138]-一旦积分信号(电容器CT处的电压VCT)达到下限阈值Vv，则禁用电流发生器2104TB期间，可以启用电流发生器2102并且可以将电容器CT处的电压VCT与上限阈值Vp进行比中可以根据控制信号S1来禁用/启用充电电路2102，重置电路2118被配置为根据控制信号压VCT和测量信号Vs来生成控制信号S1和S5以及驱动信号LSGD[0156]-一旦积分信号(电容器CT处的电压VCT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102[0160]-一旦积分信号(电容器CT处的电压VCT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102[0167]-一旦积分信号INT(电容器CT处的电压VCT)达到给定阈值Vp/Vv，则禁用电流发生[0170]-在相应半周期TA/TB开始的时刻与信号Vs指示谐振电流已经改变符号的时刻之[0171]-在信号Vs指示谐振电流已经改变符号的时刻与相应半周期TA/TB结束的时刻之间的时间段期间，电容器CT从电流发生器2306接收恒定电流I2＝Io，并且从电流发生器和提供电流-Io的电流发生器2116实现，其中电流发生器2114或2116之一根据信号S4被启用。相反，在图5所示的实施例中，电流发生器2306可以仅利用提供电流Io的电流发生器一输出Q3和电流镜(例如，利用第二pnp双极型晶体管实现)的第二输出Q4。因此，电流镜[0178]在所考虑的实施例中，该电路还包括分别用于选择性地禁用从第一电流镜(Q2-Q4)的输出Q4和从第二电流镜(Q5-Q6)的输出Q6到节点N1的电[0182]因此，当电子开关Q8闭合时，由第一电流镜(Q2-Q4)的输出Q4提供的电流流到接处的电压VCT和测量信号Vs来生成控制信号S1和S2(图4)或控制信号S电压VCT小于下限阈值Vv时将二进制控制信号S4设置为第一逻辑电平(例如，设置为低电关SW1和SW2的驱动信号HSGD和L[0197]-当信号S4变为低电平(与信号S4的下降沿基本同时)时，将信号LSGD设置为低电[0199]-当信号S4变为高电平(与信号S4的上升沿基本同时)时，将信号HDGD设置为低电后将信号HSDG设置为高电平。一旦谐振电流变为正，则控制电路2106再次启用放电电路时结束时间间隔Δt1。具体地，在所考虑的实施例中，控制电路2106同时停用放电电路HSGD被设置的时刻之间)是固定的，但是电压eVCT达到上限阈值Vp的时刻与放电电路被激活(因为谐振电流变为正)的时刻之间的时间T流镜的输入Q12接收由第一电流镜的输出Q10提供的电流，并且第二电流镜的输出Q13连接晶体管Q4与地GND(对应于例如GND1)之间的晶体管Q8被导通，并且将流过双极型晶体管Q4由于触发器FF1的输出Q为低电平，所以接收信号Q的门NAND2的输出和比较器CO1的输出为察到斜率为(kIc+Io)/CT的上升电压斜坡。具有这样的斜率的斜坡从谐振电路的电流为负(并且即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的晶体管SW2导通时本身为[0212]一旦电容器CT上的电压达到参考电压Vp，则被配置为将电容器CVCT与参考电压Vp进行比较的比较器CO2将其输出Q变为零的SR触发器FF1重置。这引起半桥Q12-Q13导通并且Q13吸收电流2符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的MOSFETSW1导通时本身为正)相同的NAND1的输出仍然为高电平，因为谐振电路的电流仍然为正并且比较器CO1的输出为高电[0218]-当施加到谐振槽的电压与流过谐振槽的电流的符号相等(S3为高电平并且S4为[0219]-当电容器电压VCT接触下限阈值Vv或上限阈值Vp时，反复半桥并且使电容器CT的[0220]描述在从t＝0开始并且在t＝Ts/2(开关周期为Ts)结束的半开关周期中电容器CT[0224]通过求解该等式以获取TSH，可以找到将所命令的时移与控制电流Ic链接的控制[0227]控制电流Ic(其由输出电压或电流的负反馈控制回路调制)再次被提供给可选输过另一电阻器R2)在电子开关Q8a的控制端子与接地(例如，GND1)之间的电子开关Q8a。因耦合在电源电压Vdd与晶体管Q2和Q4的基极端子之间的双极型晶体管Q8a截止时，镜Q2-Q4[0235]与图5的描述相一致，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a还包括重置电路Q6)实现，该电子开关Q6被配置为例如通过根据控制信号S5将节点N1接地来将电容器CT短该触发发生器电路被配置为在半周期TA和TB结束时生成用于重置电容器C以再次用作控制信号S4。[0243]在所考虑的实施例中，然后可以使用诸如XOR门等逻辑门XOR1来根据信号S3和S4[0245]-当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流的符号相等(S3为高电平并且S4为二恒定电流kIc+Io对电容器CT充电，其中第二(恒定)电流包括表示反馈回路的电流Ic(其[0247]在所考虑的实施例中，例如可以通过使用单稳态电路MF1以及两个逻辑门AND1和在其上观察到斜率为(kIc+Io)/CT的上升电压斜坡。这样的较高斜率斜坡从谐振电路的电使触发器FF1的输出的状态反转，触发器FF1的输出Q(信号S4)变为高电平(并且非Q变为低止，并且电流镜Q2-Q4接导通以利用其电流kIc对电容器CT充电。在其上将观察到斜率为谐振电路本身的电压的符号(当半桥的高压侧晶体管导通时本身为正)相同的时刻开始产[0254]充电继续进行，直到跨电容器CT的电压再次达到值Vp，并且CO2的输出变为高电[0262]值得注意的是，在所考虑的实施例中，恒定电流源Io沿着每个开关半周期(TA或≤t≤Tz)处于活动状态，因此，针对Tz<t≤Ts/2在每个开关半周期中斜坡的斜率将为±斜率并且在时间间隔Tz<t≤Ts/2中生成较大斜率的任何电流发生器(或电流发生器的组[0272]因此，将所命令的时移TSH与控制电压Vp链接的控制律(其是控制电流Ic的函数)[0276]-当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流具有相等的符号时，在开关周期的时间间隔中，利用大于第一非零恒定电流的第二恒定电流对电容器CT交替地充电和放电；如通过提供驱动器电路210a的端子以连接到相应的外部偏置电路(诸如外部电阻器R2或电电压Vin发生变化时保持输出电压(或电流)稳定所需要的控制信号Ic的变化，从而进一步改进了对输入电压变化的瞬态响应和输入电压纹每个正沿处充当Toggle，比较器CO2被适配以将跨电容器CT的电压VCT与根据控制电流Ic而器FF1的输出Q(信号S4)的单稳态器件MF1和门AND1一起执行的延迟Td之后，输出LSGD变为高电平，在输入处接收比较器CO1的输出和触发器FF1的输出Q(信号S4)(当前为低电平)的[0294]当由于槽电流自然发展而使信号Vs变为负时，比较器CO1的输出(信号S3)将变为Q2-Q4利用其电流Io2对电容器CT充电。在其上将观察到斜率为Io2/CT(电压的符号(当半桥的高压侧晶体管SW1导通时本身为正)相[0304]-当槽电压和电流具有相反符号时(即，在比较器CO1发信号谐振电流已经改变符及[0308]-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔[0309]-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相同符号)的时刻之间的第二间隔期间，通过对具有给定的第二幅度的信号进行积分来生成积分信号制信号Ic来确定第二时间间隔期间的第二幅度(以及可选地还确定第一时间间隔期间的第为根据反馈控制信号Ic来确定阈值Vp(和/或Vv)，而第一幅度和第二幅度在第一时间间隔[0315]在所考虑的实施例中，该二进制字Vp*被施加到(数字)多路复用器MUX2的一个输初始化电路2117的J-K触发器，其因此提供指示半周期为间隔TA(低压侧开关闭合)还是TB[0320]-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔[0321]-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号通知积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，通过将计数值以[0322]例如，在图12中，复用器MUX3用于根据信号S3向计数器2406提供步长STEP1或[0324]-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔[0325]-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，通过响应于第二时钟[0328]-响应于信号S4的上升沿，在延迟Td之后立即将信号LSGD设置为低电平并且将信[0329]-响应于信号S4的下降沿，在延迟Td之后立即将信号HSGD设置为低电平并且将信[0331]假定信号Vs最初为正，因此比较器CO1的输出(信号S3)首先为高电平，因此端口的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管导通时本身为负)[0333]一旦计数器2406的输出处的信号INT达到参考数字字Vp*，则数字比较器CO2的输电平，门XOR1的输出(信号S1)被强制为高电平。因此，多路复用器MUX3选择较小的步长的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管导通时本身为正)[0337]一旦计数器2406的输出处的信号INT达到参考数字字Vv*，则数字比较器CO2的输[0340]-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔[0341]-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，生成具有第二上升速[0345]-在完整的半周期TA或TB期间，由恒定信号(例如，Io)的积分产生的第一线性部[0347]因此，信号INT可以被认为是两个斜坡的叠加，一个斜坡开始于每个半周期的开虑的实施例中，该斜坡叠加主要是通过对(模拟或数字)积分器的输入处的信号求和(或总[0352]-已经添加了(电压)加法器2120，其中加法器2120在输入处接收积分信号INT/电T经由信号S1被重置(在此范围由于电容器在半[0357]-串联连接在正极端子200a与负极端子200b之间的高压侧电子开关SW1和低压侧[0360]具体地，驱动器电路210a包括(模拟或数字)积分电路2300、(模拟)比较器2108/振电流何时根据由电流传感器222提供的信号Vs而改变符号。积分电路2300在输入处接收[0363]-在相应半周期(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已[0364]-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较电[0368]-在积分电路2300的输出处/比较电路2110的输入处向积分信号INT添加线性斜坡坡信号(Vx)等同于向比较器的第二输入处的上限阈值Vp减去相同的斜坡信号(Vx)(或添法器或减法器)电路2124，其中该电路被配置为通过向阈值信号Vp添加负斜坡信号或从阈值信号Vp中减去正斜坡信号来在比较器CO2的输入处生成经修改的阈值信号Vp'。[0378]-修改在比较电路2110的输入处提供的(第一)斜坡信号INT(通过修改斜坡发生器/积分器电路的输入信号，或者向斜坡发生器/积分器电路的输出处的信号添加斜坡信[0379]-通过向相应初始阈值添加(第二)斜坡信号(例如，Vx)来修改比较电路(2110)的[0380]例如，为了实现第一选项，驱动器电路210a可以被配置为通过以下方式修改(第[0382]-在第二间隔(Tz)期间将积分电路2300的输入信号设置为第二值(例如，kIref+[0384]-第一信号在第一间隔(Tz)期间可以设置为零并且在第二间隔期间可以设置为非且第二信号在第一间隔(Tz)期间设置为零并且在第二间隔期间设置为恒定的非零值(Io)；[0386]-第一信号在第一间隔(Tz)期间设置为零并且在第二间隔期间设置为非零值加第二斜坡信号(Vx)来修改(第一)斜坡信号INT，其中该斜坡信号在第一间隔(Tz)和第二和第二间隔期间可以设置为恒定的非零值(kIc；kIref)，并且斜坡信号(Vx)在第一间隔方式，积分电路2300的输入信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间可以设置为非零值(kIc；本文中公开的实施例还可以用于修改这样的集成电路或在外部向驱动器电路添加以上修[0391]已经在示例性转换器上进行了一系列仿真，以将利用现有技术的TSC方法和新颖[0392]示例转换器是从400Vdc总线(图1中的Vin)运行并且额定输出12V/20A的LLC谐振比较器CO1的输入偏移已经以1mV的步长从0扫至5mV(对应于Vs的峰值幅度的约2％)。测试[0395]以下参考图21至图25的描述提供了用于可应用于谐振转换器的增强的时移控制(ETSC)的本公开的其他实施例。本文中已经例如关于图1至图20在前面描述了已经公开的[0396]关于图1至图20描述了至少四种不同的ETSC基本实现。它们基于跨电容器CT生成文中先前关于对应电路(图8和9)所述的那样确切地描述(在唯一注意考虑电流交换的情况处槽电流改变符号)的开关半周期中电容器CT的电荷的等式可[0408]通过求解该等式以获取TSH，将所命令的时移与控制电流Ic关联的控制律可以写[0411]参考与图21所示的电路相关的图7所示的波形，描述相关联的电路的操作的等式[0416]根据谐振转换器的一次谐波近似(FHA)建模的精神，它对应于谐振槽的输入导纳[0419]这是图23和24所示电路的目的，每个电路输出由重置SR锁存器或SR触发器FF1的用以实现对电流-电压相移的直接控制。图24示出了生成参考电压Vp的电压发生器电路件MF3递送的脉冲(例如，由在单稳态器件MF3的Q输出处递送的脉冲)在触发器FF1的信号Q为零。可以例如通过闭合开关SW1(在