【微波无线输电功率放大器的理论及研究基础综述4600字】

微波无线输电功率放大器的理论及研究基础综述目录TOC\o"1-3"\h\u9665微波无线输电功率放大器的理论及研究基础综述 1681.1微波设计理论基础 1128731.1.1传输线理论 179981.1.2史密斯圆图 4144001.1.3二端口网络 5211951.1.4阻抗匹配理论 67421.2基本功率放大器种类 887221.2.1传统类功放 8271461.2.2开关类功放 10178871.2.3谐波控制类功放 10272851.3射频功率放大器的主要指标 1165311.3.1稳定性 1193401.3.2输出功率 12121521.3.3增益和效率 12289891.4本章小结 12微波是射频中较高的频率范围。此时由于频率较高，波长很短，几乎能与元器件的尺寸相比拟，因此基尔霍夫定律和集总参数电路的基本理论已不再适用，而需要采用分布式参数的相关理论进行分析。所以基于这个问题，本节将详细阐述微波射频电路的基本理论，为后续设计奠定基础，同时介绍了不同种类的功率放大器，并对功率放大器的主要指标进行了详细的介绍。微波设计理论基础传输线理论传输线理论是射频电路中最基本的理论。当工作频率很高时，波长小到用厘米或毫米表示时，电路中的元器件已经不能用集中参数理论，而应该采用分布式理论来分析。本节图2.1所示的模型进行分析。采用微元法，将传输线分成∆x的线元，由于∆x很小，因此可以认为线元上的电压和电流保持不变，则可以应用基尔霍夫定律。图2.1传输线的等效电路图取∆x线元进行分析，根据KCL和KVL定律，可得到如下公式：(2.1)(2.2)其中，𝜔=2πf为工作的角频率，V表示电压，I表示电流。由式(2.1)和式(2.2)可得：(2.3)其中，k为复传播常数，可由下式表示：(2.4)求解式(2.3)可得：(2.5)其中V+、I+代表正向波的振幅，V-、I-代表反向波的振幅。变换上式可得：(2.6)得到传输线的特征阻抗为：(2.7)根据式(2.5)和式(2.6)，特性阻抗Z0也可写作：(2.8)由于电路在较短线路上的损耗较小，因此通常忽略不计，即电阻R和电导G都认为是0。在这种情况下，式(2.7)可简化为：(2.9)实际电路连接负载ZL，如图2-2所示。假设传输线无损。图2.2接负载的传输线电路示意图为了简化表达式，引入反射系数Γ0，如式(2.10)所示：(2.10)电压反射系数为：(2.11)引入反射系数Γ0后，式(2.5)中电压和电流的通解表达式也可写成：(2.12)由于电阻R和电导G均为0，因此式(2.4)的复传播系数k可简化为：(2.13)其中𝛽为衰减系数与频率f及相速度vp有关：(2.14)由上式计算得到传输线上任一点的输入阻抗Zin(x)：(2.15)在图2.2所示x=0处的输入阻抗即为负载阻抗ZL，记为Z(0)，由式(2.15)可得：(2.16)由式(2.16)可知，反射系数Γ0亦可表示为：(2.17)史密斯圆图从上节可以看出，当特性阻抗恒定时，可以通过计算反射系数来获得输入阻抗值。这种方法虽然能精确地算出输入阻抗值，但计算过程非常复杂。因此，为了方便计算，采用史密斯圆图(SmithChart)法求解传输线输入阻抗。该方法可以宏观地观察输入阻抗与反射系数的变化过程及其对应关系。可以将反射系数Γ(x)写成复数形式，如式(2.18)所示：(2.18)为了使推导通用性增强，将Zin(x)除以特性阻抗Z0，进行归一化处理。再与上式结合，得到输入阻抗的归一化表达式为：(2.19)其中r是复阻抗Zin的实部，x是虚部，将分母实数化便可得：(2.20)(2.21)将式(2.20)和(2.21)改写成式(2.22)和(2.23)所示：(2.22)(2.23)不难发现式(2.22)和(2.23)都是Γ平面上的圆。根据式(2.22)，r形成等电阻圆，如图2.3所示。类似地，根据式(2.23)，x形成等电抗圆，如图2.4所示。当x>0时，位于Γ平面的上半部分，对应于感性阻抗；当x<0时，位于Γ平面的下半部分，对应于容性阻抗。 图2.3等电阻线 图2.4等电抗线将上图两个圆合并即可形成Smith圆图中的阻抗圆图，如图2.5所示。同理，可以推导出导纳圆图，如图2.6所示。 图2.5阻抗圆图 图2.6导纳圆图在工程中，通常采用直观的史密斯圆图概念分析阻抗匹配问题，史密斯圆图包含阻抗圆和导纳圆。在设计功率放大器时，采用史密斯圆图来进行阻抗匹配，不仅避免了使用传统的各种复杂计算方法，同时，降低了阻抗匹配的错误率，提高了阻抗匹配的准确性以及系统的稳定性，使系统各模块之间的阻抗匹配更加完善。简化的史密斯圆图可以宏观分析阻抗的特性。通过对史密斯圆图的理解和掌握，不仅能够节省大量的计算工作量，而且能够得到精确的匹配结果。二端口网络通过端口网络可以在电路拓扑未知的情况下，利用网络参数来描述它们的特性。二端口网络是最常见的端口网络之一，低频电路通常用电阻或电导来描述输入输出特性。由于射频电路较难实现负载端短路和开路情况，因此无法测量电阻或电导，所以射频电路常用S参数来描述，如图2.7所示：图2.7二端口的S参数模型其中，a1和a2是入射电压，b1和b2是反射电压，Z0是传输线的特性阻抗，ZG是源阻抗，ZL是负载阻抗。利用式(2.24)描述双端口网络：(2.24)其中，S11反映端口1的回波损耗，S21表示电路的增益，S12反映电路之间的隔离度，S22反映输出的驻波比。具体定义如下：(2.25)根据式(2.25)，只有端口1或端口2没有入射电压时才能测量S参数，即S参数的测量需要在完全匹配的条件下进行。根据公式(2.17)，即要求源阻抗ZG和特性阻抗Z0需要精确匹配，但实际中两者一般不相等，因此需要采取阻抗匹配网络。具体内容将在下一节中介绍。阻抗匹配理论为了提高传输效率，微波电路往往需要设计匹配网络。图2.8(a)是传输线电路图，其中ZG是源阻抗，Zin是传输线的输入阻抗，ZL是负载阻抗。为便于分析，其等效电路如图2.8(b)所示。(a)电路基本结构 (b)等效电路图图2.8传输线电路结构传输线两端的输入电压Vin为：(2.26)传输线两端的输入功率Pin为：(2.27)由于Zin=Rin+jXin，因此输入功率Pin是Rin和Xin的函数。分别对Rin和Xin求导，则可求出最大功率传输条件：(2.28)最终求解为：(2.29)(2.30)由此可知，当输入阻抗Zin和源阻抗ZG在满足式(2.31)，即共轭匹配时，可实现最大功率传输：(2.31)同理，输出阻抗Zout和负载阻抗ZL需满足式(2.32)：(2.32)射频领域中ZL和ZG通常为50Ω，因此需要晶体管输入输出阻抗匹配到50Ω才能实现最大功率传输。1GHz以上的阻抗匹配通常采用微带传输线匹配。本文第二节介绍了如何利用史密斯圆图计算传输线的输入阻抗。实际上，阻抗匹配的本质也是从一个阻抗到另一个阻抗的转换。因此，史密斯圆图也可以作为阻抗匹配的重要工具。在已知ZL和ZG的情况下，利用ADS软件中的Smith仿真，可以得到匹配网络的结构和具体元件值。如果阻抗是共轭匹配的，则可获得最佳输出。但在实际电路中，由于各种因素的影响，并不能做到精确地匹配，因此需要不断调试优化才能达到理想的功率输出。具体的阻抗匹配过程将在第3.3节中描述。基本功率放大器种类传统类功放传统类功放根据直流偏置点的选择不同分为A、AB、B和C类。其静态工作点如图2.9所示。传统类功放设计简单，但又具有不同的特性，是各种功率放大器的基础。A类功放导通角为360°，输出波形如图2.10所示。A类功放具有线性度高、设计简单等优点。但由于始终处于导通状态，因此静态损耗大。导致理论效率很低只有50%。且在实际应用中，效率远低于50%。图2.9传统类功放静态工作点 图2.10A类功放输出波形B类功放导通角为180°，输出波形如图2.11所示。由于电路在无输入信号时，晶体管损耗基本为零，因此比A类功放效率高，最大理想效率为78.5%，但实际通常不到60%。由于线性度较差，为了提高线性度，B类功放采用双管推挽结构，在负载上合成一个完整的正弦波。图2.11B类功放输出波形图2.12AB类功放输出波形AB类功放的导通角为180°~360°，其输出波形如图2.12所示。AB类介于A类和B类之间。比A类和B类更适用于工程中，其性能适中，能实现高线性度和高效率的指标，随着导通角的减小，效率将提高，但增益会降低。其理论效率为50%~78.5%，实际效率为40%~55%。图2.13C类功放输出波形C类功放的导通时间只有不到半个周期，其输出波形如图2.13所示。导通角的减小进一步减小了功率放大器漏极大电流与漏极高电压之间的重叠，从而降低了功率损耗，理论效率可达100%，实际电路一般在70%左右。但随着导通角的减小，线性失真非常严重，输出波形与输入波形几乎完全不同。因此这种功放适用于对线性度要求不高的场合，其非线性效应也可用于倍频和调幅。开关类功放开关类功放包括D、E类等。实现高效率的同时兼顾了输出功率，因此近年来成为功率放大器设计的热点。D类功放的饱和压降不为0，因此大部分损耗产生于此。同时，晶体管开关特性不好导致电压电流波形交叠产生损耗。且当工作于高频时，两个晶体管会出现同步开关的情况，既不安全也产生巨大损耗。因此，推挽结构的D类功放不适合用于高频电路。E类功放是D类功放的改进型。两者非常相似，E类功放原理图如图2.14所示。晶体管等效为开关，并联电容C1电路中电容的等效值。LC串联形成选频网络，晶体管漏极通过高频扼流圈L1与电源相连。图2.14E类功放拓扑结构图2.15E类功放漏极电压电流波形E类功放需要满足两个条件：零电压开关、零电压导数切换。其漏极电压电流波形如图2.15所示。能够看出电压与电流波形几乎不会产生交叠，因此损耗很低。这两个条件使得晶体管在高频率时也能很好地等效为开关。同时E类功放的带宽也是其优势之一，常因此用于雷达通信中[17]。然而，由于开关管导通损耗、开关延时以及匹配网络损耗等因素，实际运行中功放的效率会有所下降。因此，E类功放一般用于2~3GHz的射频低频段。其次，由于其漏极峰值电压很高，即需要晶体管具备很高的击穿电压。但一般来说，E类功放的效率和线性度都要优于同频率的F类功放。谐波控制类功放谐波控制类功放提高效率主要是通过谐波分量控制波形。其中包括F类、F-1类和J类功放。F类和F-1类功放最初是由DavidM.Snider提出，在射频微波系统中应用广泛。F类功放的漏极电压为方波，电流为半正弦波，波形交错产生从而降低晶体管的功耗，进而提高效率。在高频段，分布式F类功放应用广泛。F-1类功放漏极电流为方波，电压为半正弦波，近年来也得到了广泛的研究。本文下一章将详细介绍传统F类功放的原理。J类功放结构简单，通常偏置在B类或深AB类，此时晶体管的导通角在180~250度之间，有利于产生丰富的谐波成分，其通过加入一定量的电抗成分来实现特定的输出波形，图2.17为J类功放的漏极电压电流波形。波形交错产生，降低了功耗，达到提高效率的目的。且电压始终大于0，线性失真小。其电路结构如图2.16所示。由理想功放管、漏源电容CDS、漏极偏置电路和由传输线以及电容Cf构成的基波匹配网络组成。图2.16J类功放拓扑结构图2.17J类功放漏极电压电流波形J类功放的理论效率为78.5%。由于理想情况没有考虑晶体管的寄生参数，而实际晶体管的寄生参数刚好可以作为匹配网络的一部分，所以J类功放的设计较为简单，且电抗的微小变化并不会对功放的性能产生很大影响。这种特性使得J类功放有潜力实现高效率和宽带的可能性。射频功率放大器的主要指标稳定性放大器工作稳定是其它所有指标的前提，因此在设计过程中必须考虑稳定性分析以及如何采取相应的稳定性措施。如果射频功放工作不稳定，会发生自激振荡，情况严重的会损坏功率管[18]。在设计功放时，可以用下式描述稳定性系数k：(2.33)如果k在工作频率和偏置下恒大于1，那么晶体管无条件稳定[19]。如果功放产生自激振荡，则应采取稳定措施，从而帮助电路消除振荡[20]。功放的稳定电路设计通常采用输入端串联有耗网络或RC并联网络、偏置电路串联电阻等方法。当然，这虽然可以提高电路系统的稳定性，但同时也会导致效率等其他指标的恶化，在实际设计中需要平衡各项指标。输出功率输出功率通常用对数来描述。一般常用的单位是dBm，与常用功率单位的转换关系可用式(2.34)描述