PWM控制技术课件

PWM控制技術6-1

PWM(PulseWidthModulation)控制就是脈寬調製技術：即通過對一系列脈衝的寬度進行調製，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值)。第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斬波電路採用的就PWM技術；第4章的4.1斬控式調壓電路和4.4矩陣式變頻電路都涉及到了。6-2

PWM控制的思想源於通信技術，全控型器件的發展使得實現PWM控制變得十分容易。PWM技術的應用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術的發展史上佔有十分重要的地位。PWM控制技術正是有賴於在逆變電路中的成功應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。現在使用的各種逆變電路都採用了PWM技術，因此，本章和第5章（逆變電路）相結合，才能使我們對逆變電路有完整地認識。6-36.1PWM控制的基本思想1）重要理論基礎——面積等效原理衝量相等而形狀不同的窄脈衝加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。衝量窄脈衝的面積效果基本相同環節的輸出回應波形基本相同圖6-1形狀不同而衝量相同的各種窄脈衝d)單位脈衝函數f(t)d(t)tOa)矩形脈衝b)三角形脈衝c)正弦半波脈衝tOtOtOf(t)f(t)f(t)6-46.1PWM控制的基本思想b)圖6-2衝量相等的各種窄脈衝的回應波形具體的實例說明“面積等效原理”a）u(t)－電壓窄脈衝，是電路的輸入。

i(t)－輸出電流，是電路的回應。

6-5Ouωt>SPWM波6.1PWM控制的基本思想Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈衝來代替一個正弦半波Ouωt>6-66.1PWM控制的基本思想若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈衝寬度即可。SPWM波Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈衝來代替一個正弦半波Ouωt>Ouωt>6-76.1PWM控制的基本思想OwtUd-Ud對於正弦波的負半周，採取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個完整週期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實際應用中更為廣泛。6-86.1PWM控制的基本思想等幅PWM波輸入電源是恒定直流

第3章的直流斬波電路6.2節的PWM逆變電路

6.4節的PWM整流電路不等幅PWM波輸入電源是交流或不是恒定的直流

4.1節的斬控式交流調壓電路

4.4節的矩陣式變頻電路OwtUd-UdUoωt6-96.1PWM控制的基本思想2）PWM電流波電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波可等效的各種波形直流斬波電路直流波形SPWM波正弦波形等效成其他所需波形，如:

所需波形

等效的PWM波6-106.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都採用PWM技術。逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。本節內容構成了本章的主體。PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。6-116.2PWM逆變電路及其控制方法

6.2.1

計算法和調製法

6.2.2

非同步調製和同步調製

6.2.3

規則採樣法

6.2.4PWM逆變電路得諧波分析

6.2.5

提高直流電壓利用和減少開關次數

6.2.6PWM逆變電路的多重化6-126.2.1

計算法和調製法1）計算法根據正弦波頻率、幅值和半週期脈衝數，準確計算PWM波各脈衝寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。本法較繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。6-136.2.1

計算法和調製法工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。以uo正半周為例，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷。負載電流比電壓滯後，在電壓正半周，電流有一段區間為正，一段區間為負。負載電流為正的區間，V1和V4導通時，uo等於Ud

。2）調製法圖6－4單相橋式PWM逆變電路結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明6-146.2.1

計算法和調製法圖6－4單相橋式PWM逆變電路V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續流，uo=0負載電流為負的區間，V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud

。V4關斷V3開通後，io從V3和VD1續流，uo=0。uo總可得到Ud和零兩種電平。uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平。6-156.2.1

計算法和調製法ur正半周，V1保持通，V2保持斷。當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud

。當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0。ur負半周，請同學們自己分析。圖6-5單極性PWM控制方式波形在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。3）單極性PWM控制方式表示uo的基波分量6-166.2.1

計算法和調製法3）雙極性PWM控制方式在ur的半個週期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負，其幅值只有±Ud兩種電平。同樣在調製信號ur和載波信號uc的交點時刻控制器件的通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規律相同。當ur

>uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud

。當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud

。圖6-6雙極性PWM控制方式波形在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。6-176.2.1

計算法和調製法圖6-5雙極性PWM控制方式波形圖6-5單極性PWM控制方式波形

對照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可採取單極性調製，也可採用雙極性調製，由於對開關器件通斷控制的規律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。6-186.2.1

計算法和調製法4）雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）圖6-7三相橋式PWM型逆變電路三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調製信號urU、urV和urW依次相差120°6-196.2.1

計算法和調製法圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形

下麵以U相為例分析控制規律：當urU>uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN’=Ud/2。當urU<uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN’=-Ud/2。當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4)導通。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出，當1和6通時，uUV=Ud，當3和4通時，uUV=－Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0。6-206.2.1

計算法和調製法輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成負載相電壓PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成。防直通的死區時間同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區時間。死區時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定。死區時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形

6-216.2.1

計算法和調製法5）特定諧波消去法

(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM)這是計算法中一種較有代表性的方法。輸出電壓半週期內，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控。為減少諧波並簡化控制，要儘量使波形對稱。圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形OwtuoUd-Ud2ppa1a2a36-226.2.1

計算法和調製法首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半週期鏡對稱，即(6-1)其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半週期內前後1/4週期以π/2為軸線對稱

(6-2)同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一週期對稱波形，用傅裏葉級數表示為

(6-3)

式中，an為6-236.2.1

計算法和調製法圖6-9，能獨立控制a1、a

2和a

3共3個時刻。該波形的an為

式中n=1,3,5,…確定a1的值，再令兩個不同的an=0(n=1,3,5…)，就可建三個方程，求得a1、a2和a3。圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形OwtuoUd-Ud2ppa1a2a36-24消去兩種特定頻率的諧波6.2.1

計算法和調製法在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消。可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯立方程：給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應改變。（6－5）6-256.2.1

計算法和調製法如果在輸出電壓半週期內，器件通、斷各k次，考慮到PWM波四分之一週期對稱，k個開關時刻可控，除用一個自由度控制基波幅值外，可消去k－1個頻率的特定諧波。k的取值越大，開關時刻的計算越複雜。除計算法和調製法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節介紹。6-266.2.2非同步調製和同步調製根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調製方式分為非同步調製和同步調製。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半週期內，PWM波的脈衝個數不固定，相位也不固定，正負半週期的脈衝不對稱，半週期內前後1/4週期的脈衝也不對稱當fr較低時，N較大，一週期內脈衝數較多，脈衝不對稱產生的不利影響都較小當fr增高時，N減小，一週期內的脈衝數減少，PWM脈衝不對稱的影響就變大載波比載波頻率fc與調製信號頻率fr之比，N=fc

/fr1）

非同步調製載波信號和調製信號不同步的調製方式6-276.2.2非同步調製和同步調製2）

同步調製——載波信號和調製信號保持同步的調製方式，當變頻時使載波與信號波保持同步，即N等於常數。圖6-10同步調製三相PWM波形基本同步調製方式，fr變化時N不變，信號波一週期內輸出脈衝數固定。三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數。fr很低時，fc也很低，由調製帶來的諧波不易濾除。fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。6-286.2.2非同步調製和同步調製3）分段同步調製——非同步調製和同步調製的綜合應用。把整個fr範圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段採用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段採用較高的N，使載波頻率不致過低。為防止fc在切換點附近來回跳動，採用滯後切換的方法。同步調製比非同步調製複雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時採用非同步調製方式，高頻輸出時切換到同步調製方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。圖6-11分段同步調製方式舉例

6-296.2.3規則採樣法1）自然採樣法：按照SPWM控制的基本原理產生的PWM波的方法，其求解複雜，難以在即時控制中線上計算，工程應用不多。圖6-12規則採樣法2）規則採樣法工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。6-306.2.3規則採樣法三角波兩個正峰值之間為一個採樣週期Tc

。自然採樣法中，脈衝中點不和三角波(負峰點)重合。規則採樣法使兩者重合，使計算大為減化。如圖所示確定A、B點，在tA和tB時刻控制開關器件的通斷。脈衝寬度d

和用自然採樣法得到的脈衝寬度非常接近。

規則採樣法原理圖6-12規則採樣法6-316.2.3規則採樣法規則採樣法計算公式推導正弦調製信號波三角波一週期內，脈衝兩邊間隙寬度(6-7)a稱為調製度，0≤a<1；wr為信號波角頻率從圖6-12得,

(6-6)圖6-12規則採樣法6-326.2.3規則採樣法3）三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調製波相位依次差120°同一三角波週期內三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈衝兩邊的間隙寬度分別為d´U、d´

V和d´

W，同一時刻三相調製波電壓之和為零，由式(6-6)得

由式(6-7)得利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算(6-8)(6-9)6-336.2.4PWM逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調製，會產生和載波有關的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。分析以雙極性SPWM波形為准。同步調製可看成非同步調製的特殊情況，只分析非同步調製方式。分析方法以載波週期為基礎，再利用貝塞爾函數推導出PWM波的傅裏葉級數運算式。儘管分析過程複雜，但結論簡單而直觀。6-34圖6-13，不同a時單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。1）單相的分析結果諧波角頻率為:式中，n=1,3,5,…時，k=0,2,4,…；

n=2,4,6,…時，k=1,3,5,…PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及2wc、3wc等及其附近的諧波。圖6-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖6.2.4PWM逆變電路的諧波分析6-356.2.4PWM逆變電路的諧波分析2）三相的分析結果公用載波信號時的情況輸出線電壓中的諧波角頻率為式中，n=1,3,5,…時，k=3(2m－1)±1，m=1,2,…；

n=2,4,6,…時，圖6-14，不同a時三相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。公用載波信號時的情況。圖6-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖6-366.2.4PWM逆變電路的諧波分析三相和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區別是載波角頻率wc整數倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是wc±2wr和2wc±wr。SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除。當調製信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由於信號波對載波的調製而產生的諧波。後者的諧波分佈情況和SPWM波的諧波分析一致。諧波分析小結6-37直流電壓利用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。減少器件的開關次數可以降低開關損耗。正弦波調製的三相PWM逆變電路，調製度a為1時，輸出線電壓的基波幅值為，直流電壓利用率為0.866，實際還更低。梯形波調製方法的思路採用梯形波作為調製信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數6-38圖6-15梯形波為調製信號的PWM控制1）梯形波調製方法的原理及波形梯形波的形狀用三角化率

s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長後相交所形成的三角形的高。s=0時梯形波變為矩形波，s=1時梯形波變為三角波。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波。低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產生的波形畸變率為d。6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數6-39圖6-16，d和U1m/Ud隨s

變化的情況。圖6-17，s變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。梯形波調製的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波s=0.4時，諧波含量也較少，

約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數6-402）線電壓控制方式6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數圖6-18疊加3次諧波的調製信號對兩個線電壓進行控制，適當地利用多餘的一個自由度來改善控制性能。目標——使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，並儘量減少器件開關次數。直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。在相電壓調製信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。疊加三次諧波6-413）線電壓控制方式舉例（疊加3倍次諧波和直流分量）疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號的大小而變化。設三角波載波幅值為1，三相調製信號的正弦分別為urU1、urV1和urW1，並令

則三相的調製信號分別為

圖6-19線電壓控制方式舉例6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數6-426.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3週期的值和三角波負峰值相等。在這1/3週期中，不對調製信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式

。

優點（1）在1/3週期內器件不動作，開關損耗減少1/3。（2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率提高。（3）輸出線電壓不含低次諧波，優於梯形波調製方式。6-436.2.6PWM逆變電路的多重化PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量PWM逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式利用電抗器聯接的二重PWM逆變電路（圖6-20，圖6-21)圖6-20二重PWM型逆變電路兩個單元逆變電路的載波信號相互錯開180°輸出端相對於直流電源中點N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已變為單極性PWM波6-446.2.6PWM逆變電路的多重化輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少。電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當於電路的等效載波頻率提高一倍。圖6-21二重PWM型逆變電路輸出波形

6-456.3PWM跟蹤控制技術PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為回饋信號，通過兩者的暫態值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。常用的有滯環比較方式和三角波比較方式。6-466.3PWM跟蹤控制技術

6.3.1

滯環比較方式

6.3.2

三角形比較方式

6-476.3.1滯環比較方式

1)

跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應用最多。圖6-23滯環比較方式的指令電流和輸出電流圖6-22滯環比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環比較器的輸入。V1（或VD1）通時，i增大V2（或VD2）通時，i減小通過環寬為2DI的滯環比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的範圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。參數的影響環寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率大，開關頻率過高。滯環環寬電抗器L的作用6-486.3.1滯環比較方式2)三相的情況圖6-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路6-496.3.1滯環比較方式3)

採用滯環比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點。

（1）硬體電路簡單。（2）即時控制，電流回應快。（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。（4）和計算法及調製法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。（5）閉環控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。6-506.3.1滯環比較方式4)採用滯環比較方式實現電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現電壓跟蹤控制。圖6-26電壓跟蹤控制電路舉例6-516.3.1滯環比較方式和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和回饋信號從電流變為電壓。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除。u*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當於一個自勵振盪電路。u*為直流信號時，u產生直流偏移，變為正負脈衝寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。u*為交流信號時，只要其頻率遠低於上述自勵振盪頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波後，所得的波形就幾乎和u*

相同，從而實現電壓跟蹤控制。6-526.3.2三角形比較方式(1)基本原理不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環來進行控制。把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大後，再去和三角波進行比較，產生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其係數直接影響電流跟蹤特性。(2)特點開關頻率固定，等於載波頻率，高頻濾波器設計方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。圖6-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路6-536.3.2三角形比較方式不用滯環比較器，而是設置一個固定的時鐘。以固定採樣週期對指令信號和被控制變數進行採樣，根據偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來的時刻，如i<i*，V1通，V2斷，使I增大。如i>i*，V1斷，V2通，使I減小。每個採樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。採用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2。和滯環比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環寬，控制的精度低一些。(3)除上述兩種比較方式外，還有定時比較方式。6-546.4PWM整流電路及其控制方法實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極體整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯後於電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數很低。二極體整流電路：雖位移因數接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術用於整流電路，就形成了PWM整流電路。控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。6-556.4PWM整流電路及其控制方法6.4.1PWM整流電路的工作原理6.4.2PWM整流電路的控制方法6-561．單相PWM整流電路圖6-28單相PWM整流電路6.4.1PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯，其中點和交流電源連接。

單相半橋電路

交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側電容只要一個就可以。

單相全橋電路6-57(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理正弦信號波和三角波相比較的方法對圖6-28b中的V1~V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產生一個SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。由於Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產生很小的脈動。當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is與us相位差為所需角度。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-58圖6-29PWM整流電路的運行方式向量圖a)整流運行b)逆變運行c)無功補償運行d)超前角為j

dj·Us·UL·UR·UAB·Isd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·UL6.4.1PWM整流電路的工作原理6-59b)逆變運行d·Us·UR·UAB·Is·ULa)整流運行d·Us·UL·UR·UAB·Isa：滯後相角d

，和同相，整流狀態，功率因數為1。PWM整流電路最基本的工作狀態。b：超前相角d

，和反相，逆變狀態，說明PWM整流電路可實現能量正反兩個方向的流動，這一特點對於需再生制動的交流電動機調速系統很重要6.4.1PWM整流電路的工作原理6-60c)無功補償運行d·Us·UR·UAB·Is·ULd)超前角為j

jd·Us·UR·UABIs·ULc：滯後相角d，超前90°，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發生器（StaticVarGenerator—SVG）。d：通過對幅值和相位的控制，可以使比超前或滯後任一角度j

。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-61(2)對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態下:us>0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時，us通過V2、VD4向Ls儲能。V2關斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。us<0時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-622．三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相。進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態及圖c或d的狀態。圖6-30三相橋式PWM整流電路

負載6.4.1PWM整流電路的工作原理6-63圖6-31間接電流控制系統結構1)間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關係來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數為1的控制效果。圖6-31，間接電流控制的系統結構圖圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路控制系統的閉環是整流器直流側電壓控制環。有多種控制方法，根據有沒有引入電流回饋可分為兩種

間接電流控制、直接電流控制。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-64控制原理

和實際的直流電壓ud比較後送入PI調節器，PI調節器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩態時，ud=，PI調節器輸入為零，PI調節器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值相對應。負載電流減小時，調節過程和上述過程相反。負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達到新的穩態時，ud和相等，PI調節器輸入仍恢復到零，而id則穩定為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-65從整流運行向逆變運行轉換首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調節器出現負偏差，id減小後變為負值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。穩態時，ud和仍然相等，PI調節器輸入恢復到零，id為負值，並與逆變電流的大小對應。6.4.1PWM整流電路的工作原理6-66控制系統中其餘部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前π/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc