【永磁风机的交流并网技术研究16000字】

永磁风机的交流并网技术研究1.1永磁风力发电系统的拓扑结构设计及相关工作原理1.1.1永磁风力发电系统的拓扑结构设计在当前的永磁直驱风力发电系统中，风力机与永磁同步发电机直接连接，中间并不需要其他特别的结构设计，所以就省去了增速齿轮箱。由于增速齿轮箱常常发生机械故障，且难以进行人员维修，所以永磁直驱风力发电系统的这种直驱结构具有可靠性高、稳定性强、经济性好等诸多优势。在永磁直驱风力发电系统中，机侧整流器与网侧逆变器相连接，最后网侧逆变器与电网相连接，实现风能向电能方向的转化。在机侧整流器的控制系统中，主要的控制目标是实现最大风能跟踪（MPPT）控制。在网侧逆变器的控制系统中，主要的控制目标是实现电能的三相稳定馈送。机侧整流器有两种不同的拓扑结构，“不可控整流器+Boost升压斩波电路+PWM逆变器”和“PWM整流器+PWM逆变器”。“不可控整流器+Boost升压斩波电路+PWM逆变器”的拓扑结构主要应用于大功率的风力发电系统，“PWM整流器+PWM逆变器”的拓扑结构主要应用于小功率的风力发电系统。由于“不可控整流器+Boost升压斩波电路”中的三相整流器是不可控的，主要是通过Boost升压斩波电路的开关管占空比实现最大风能跟踪（MPPT）的控制目标。“不可控整流器+Boost升压斩波电路”相比于“PWM整流器”，在大功率的场合下其性价比较高，小功率的场合则容易产生畸变。将“不可控整流器+Boost升压斩波电路+PWM逆变器”的拓扑结构选择作为本文研究的永磁风力发电系统拓扑结构，此拓扑结构请参见第一章图1.4。1.1.2永磁风力发电系统的工作原理自上世纪40年代电力电子变频系统的出现，变速恒频技术开始应用于风电领域，但是由于与之匹配的控制理论的滞后，变速恒频技术并未在风力发电领域实现广泛应用。新的交流电机控制理论自上世纪70年代出现，包括直接转矩控制、电压矢量控制等各种高性能的控制策略被众多学者相继提出，使得风力发电系统向变速恒频发电系统发展，直至当前基本普及了变速恒频发电技术。基于电力电子变频技术的变速恒频风力发电系统，虽然增加了建设成本，并且对控制系统的计算要求相对较高，但是其可以改变发电机的转速，从而降低风力机的机械应力，延长了风力机的使用年限。同时，此系统在机侧整流器侧，可以通过最大风能跟踪（MPPT）控制，最大限度地提高风能的利用效率；在网侧逆变器侧，可以通过电压矢量控制及其改进控制，实现有功功率和无功功率的解耦控制，实现电能的功率因数并网，有效控制输出功率的大小。当下我国建设的风力发电场均采用变速恒频风力发电系统。1.1.3机侧风能最大功率跟踪（MPPT）原理根据贝茨理论，理论上风机的最大转换系数为：（1.1）通常定义为贝茨极限值。在永磁风力发电场日常运行的过程中，风力机将风能转化为机械能的转化效率，即风能利用系数，通常低于0.593。受限于前的材料水平和风力机制造技术，在我国建设的风电场中，风力机的风能捕获效率大多保持在0.4左右[10]。基于上述的贝茨理论及相关物理学定律，设风动能的表达式为：，其中为风速大小，则可以利用风速表示风力机捕获的功率大小，的表达式为：（1.2）式中：为空气的密度，为风流过风力机的横截面积，为风力机的风能利用系数，为风的初速度大小。定义概念“风力机的风能利用系数”，即在一定风速的环境下，风力机所能捕获的能量的大小，由其风能利用系数的数值决定。的数值越大，则风力机所能捕获的风能就越大，反之则越小。根据上述理论，风力机机械转矩的数学表达式为： (1.3)式（1.3）中，单位为rad/s，其为风力机的机械旋转角速度大小。我们引入叶尖速比的概念，其主要用于体现风力机的风能利用效率；定义叶尖速比的数学表达式为：（1.4）其中,为风力机叶片的直径，为当前的风速大小。根据上述理论和式（1.3）、式（1.4），设为风力机的桨距角，则对于变桨距风力机组，可以推导出如下数学表达：（1.5）由上式（1.5）可知，叶尖速比的值与风能利用系数的值具有十分密切的数学关系。在外界风速一定的情况下，风能利用系数决定了风力机捕获风能的大小。具体如图1.1所示。由图1.1可知，随着叶尖速比取值的不断变化，风能利用系数呈现出一种曲线变化，其中风能利用系数有一个最大值，我们定义此时的叶尖速比为最佳叶尖速比。图1.1关系曲线Fig.1.1curve依据图1.1的关系曲线可知，在外界风速和桨距角为定值的情况下，风能利用系数的值呈现出一种曲线变化，其中，系数存在一个最大的值，可以实现风力机的最大风能捕获，此时对应着最佳叶尖速比。风速一定，通过风力机转速的调节，使其运行于最佳叶尖速比的状态。结合图1.1和式（1.4）对叶尖速比的数学表达，可以得出，在外界风速一定的情况下，随着风力机转速取值的不断变化，输出功率也会呈现出一致的曲线变化，其中输出功率存在一个最大的值，我们定义此时的风力机转速为最优转速，具体如图1.2所示。此时，最优转速与最佳叶尖速比相对应。图1.2曲线Fig.1.2curve同时，依据图1.1的关系曲线可知，随着外界风速的不断变化，风力机的最优转速也在发生着不断变化，两者是一种正比例关系。因此，在外界风速和桨距角为定值的情况下，为了实现最大的风功率输出，我们可以调节风力机转速的大小。在永磁直驱风力发电系统中，风力机的转速与发电机的转速大小相等，因此，想要实现永磁直驱风力发电系统的最大功率跟踪（MPPT），调节永磁发电机的转子转速即可，此时的风力机转速为最优转速，而最优转速与最佳叶尖速比相对应。综上所述，采用叶尖速比控制即可实现风力发电系统的最大功率跟踪（MPPT）。1.1.4网侧三相逆变原理在网侧逆变器三相逆变的过程中，应利用PLL检测系统和电压矢量控制策略，使三相逆变器输出的相电压、相电流与电网电压的频率和相位保持一致，这样就可以实现单位功率因数并网。同时，在网侧逆变器和交流电网之间，应串联LC滤波器，尽量减少逆变产生的谐波含量，从而保证交流电网的稳定。网侧PWM逆变器如图1.3所示。图1.3三相电压型PWM逆变电路Fig.1.3Thethree-phasevoltagetypePWMinvertercircuit在图1.3中的六个续流二极管分别位于每个变流桥臂上。同时，三相逆变器与交流电网之间需要设置一个三相LC滤波器，因为在DC-AC的逆变过程中会产生较高含量的谐波，这些谐波不利于交流电网的稳定运行，需要三相LC滤波器进行滤除。对于三相逆变电路的工作方式，常见的模式主要分为两种，一种是120°导电型，一种是180°导电型。本文选择180°导电型作为三相逆变电路的工作方式，六个变流桥臂的导通顺序依次为，每一个导通桥臂相差60°。同时，逆变过程的一个开关周期也设置为60°。在本文的工作方式下，三相逆变器主要分为六种导通组合顺序，依次分为。因此，对于任意时刻的三相逆变器，其导通的变流桥臂均可以保持三个。1.1.5网侧应用的SVPWM控制技术相比于传统的SPWM控制，空间矢量SVPWM的控制性能精确优良；在SVPWM控制中，变流器开关管的通断是通过空间矢量的切换控制进行实现的。因此，三相逆变器在SVPWM的控制过程中，其正弦磁通的幅值可以保持在一个相对恒定的值，这是SVPWM能够实现精确控制的主要原因。空间矢量SVPWM控制的工作原理是：当交流电机的供电侧受到三相正弦电压的励磁激励，交流电机磁链的磁通轨迹是一个理想的圆形，将此圆形的磁通轨迹设定为矢量控制的基准，利用上述六种不同的变流器开关模式，使设定的圆形基准磁通轨迹与变流器产生的磁通轨迹保持一致，从而实现更加精确、更加优良的控制性能[23]。实现空间矢量脉冲宽度调制（SVPWM）的思想基础即是通过不同的开关模式，将变流器产生的磁通轨迹保持设定的基准圆轨迹。假设永磁风机网侧期望输出的三相电压为：（1.6）合成矢量电压的数学表达式，我们定义为：（1.7）对上式（1.7）进行变换，可得期望输出矢量电压为：。用表示变流桥臂的开关状态，具体如下：（1.8）则永磁风力发电系统网侧输出的线电压可以表示为：（1.9）依据式（1.9），，，可得网侧逆变器输出相电压为： （1.10）将变流器的开关状态看成具有方向的矢量，一共可以分为8种不同的类型。经过坐标变换和坐标变换，开关状态可以变换得出2个零矢量和6个非零矢量，它们彼此的相位相差60°，彼此的幅值均为，2个零矢量和6个非零矢量共同组成了一个几何正6边形。依据平行四边形矢量合成法则：在一个几何正6边形内，对于任一模值有限的空间矢量，均可以找出三个开关状态同时控制它们的作用时间，加以实现。另外，依据脉冲宽度调制的面积等效原理，三个开关状态实现任一空间矢量之时，三者的作用时间的总和为一个控制周期。综上所述： （1.11）其中，依据上述的理论分析，SVPWM控制的实现，主要分为以下两个步骤：在几何正6边形内，判断参考电压矢量位于哪三个扇区区间；列出与参考电压矢量相关的三个扇区区间所对应的开关状态，利用式（1.11）计算出三个开关状态所对应的作用时间。参考电压矢量所在扇区的判断，主要通过与的正负值判定，以及比较与的大小。电压矢量扇区位置的判断条件如下表所示：表1.1电压矢量扇区位置的判断条件Tab.1.1Conditionstodeterminethevoltagevectorpositionofthesector213564其中，不同的参考电压，由于其所在的扇区是不同的，因此在等效代替的过程中，运用的开关状态矢量也是不同的，开关矢量的选取方案如下表1.2所示。表1.2开关矢量的选取方案Tab.1.2Theschemeselectionsofswitchvector开关矢量对应的矢量合成方案123456，当完成电压矢量扇区位置的判断和开关矢量的选取，对于确定参考电压矢量，实现SVPWM控制，只需要计算出与之相关的三个开关状态的工作时间即可，工作时间的计算公式如下所示。（1.12）在式（1.12）中，是空间电压矢量的在线调制约束条件，当采用SVPWM控制时，直流侧所能提供的最大相电压输出，就由这个约束条件所决定。进一步地，可以得出：（1.13）其中，存在的两个极限值分别为和。变流器输出线电压的极限值为，变流器输出相电压的极限值为。在SVPWM控制中，其最大的相电压为直流侧输出电压的一半，而在普通的SPWM控制中，其最大的相电压远远低于直流侧输出电压的一半。式（1.13）充分说明，在能量利用率方面，SVPWM控制要远远高于普通的SPWM控制。同时，由于SVPWM控制引入了空间电压矢量的计算，因此其数字化程度极高，控制实时精确。1.2永磁风力发电系统机侧整流器控制及设计1.1.1永磁风力发电系统的机侧数学模型1.1.1.1三相不可控整流器的数学模型由于本文采用的是“不可控整流器+Boost升压斩波电路”的永磁风力发电系统机侧拓扑结构，在这种结构下，三相不可控整流器是永磁风力发电系统机侧最重要的组成部分之一。当前，三相不可控整流器在日常生活中具有广泛的应用，在UPS电源、Switch电源、开关电源、EMC放大器、背靠背AC-DC-AC变频器，均可以看到三相不可控整流器的身影。很多情况下，三相不可控整流器将交流电变为直流电，经过电容滤波器滤波后，再经过DC/DC电路，从而提供稳定的直流电源。三相不可控整流器又叫做带有电容滤波的三相不可控整流电路，其结构简单、造价低、纹波输出小，其结构如下图1.4所示。图1.4三相不可控整流器Fig.1.4Three-phaseuncontrolledrectifier依据上图三相不可控整流器的拓扑结构及相关电路原理，三相整流器的变流桥臂总共分为6组，分别为（）、（）、（）、（）、（）、（），无论哪一组桥臂导通，只选择交流侧输入值最大的作为作为直流侧的输出。电容滤波器并联在直流侧，用于滤除直流侧的高次谐波并存储与电容值C相称的一部分电能。当三相不可控整流器发生故障时，电容滤波器可以释放一部分电能，用于直流侧供电，避免了输出阶跃的发生，减少了后续连锁故障的发生。设二极管导通时，线电压的占角为，桥臂（）导通的时刻记为触发零点，则可以得出：（1.14）同时，相电压的表达式为：（1.15）在式（1.14）和（1.15）中，线电压是，相电压是，相电压有效值是，相电压的频率是，导通角是。首先，当桥臂（）导通，，此刻为导通零点时刻，此时，线电压的大小与直流侧的电压的大小相等；进一步的，桥臂（）在下一刻导通，此时，线电压的大小与直流侧的电压的大小相等；再进一步，桥臂（）在下下一刻导通，此时，线电压的大小与直流侧的电压的大小相等；以此类推，六个变流桥臂依次导通为一个循环周期，整个AC-DC过程完成，实现直流输出。依据“不可控整流器+Boost升压斩波电路”，永磁同步电机位于不可控整流器的交流输入侧，交流电通过不可控整流器转变为直流电：（1.16）式中，和分别为直流侧电压和直流侧电流。交流侧线电压的峰值定义为，则直流侧电压为：（1.17）此时可得：（1.18）由此，我们可以得到和的关系为：（1.19）1.1.1.2Boost升压斩波电路的数学模型Boost升压斩波电路的拓扑结构如图1.5所示。图1.5Boost升压斩波电路Fig.1.5Boostchoppercircuit在图1.5中，开关管IGBT左侧的电感值L和右侧的电容值C均被设为很大的定值，电感L上流过的电流设为，电容C两端的电压设为。当导通开关管IGBT时，由于左侧电感值L和右侧电容值C很大，电感L的电流和电容C的电压不变。开关管IGBT的导通时间设定为，开关管IGBT的关断时间设定为，升压斩波电路的电压输出设定为。当时刻，开关管IGBT导通，此时电感L充电，电能存储在电感L上；当时刻，开关管IGBT关断，此时电感L向直流侧释放电能，能量大小为的电能从电感L馈入直流侧。Boost升压斩波电路的工作原理：电感在一个开关周期T内，在时刻存储能量，在时刻释放能量，其数学表达式如下所示：（1.20）进行移项计算，可得：（1.21）由于式（1.21）可得，由于，因此E的值始终小于的值，这就是此电路叫做“升压斩波电路”的主要原因。引入导通比和，其中，，，可得：（1.22）Boost升压斩波电路中，输入电压的泵升主要依靠电感L存储的电能，电压输出的稳定主要依靠电容C存储的电能，因此，电感L和电容C是实现电路升压斩波的关键。通常设定Boost升压斩波电路的理想状态为：在时刻，开关管IGBT导通，由于电感L和电容C均为很大的定值，因此电压输出稳定不变。在实际的工况下，电感L和电容C都不可能保持一个很大的定值，因此，实际的电压输出的值小于式子（1.22）的计算值。在Boost升压斩波电路中，依据能量守恒，左侧的输入功率等于右侧的输出功率，可得如下计算式： （1.23）将式（1.22）代入（1.23），消去和得到： （1.24）将式（1.22）两边同除以，可以得到： （1.25）将式（1.22）和代入式（1.25）可以得到： （1.26）依据上式（1.26）可以看出，Boost升压斩波电路与直流源连接，可以等效为阻尼为Z的负载电路，此时，“Boost升压斩波器+负载”可以看成大小为的等效阻抗，开关管IGBT的开关占空比与此刻的电路阻尼直接相关。因此，电感上的电流大小可以通过调节开关管占空比来实现，从而实现永磁风力发电系统机侧的最大风能跟踪控制（MPPT）。1.1.2永磁风力发电系统的机侧控制策略分析1.1.1.1机侧电功率的计算和最优功率点的获取永磁风力发电系统机侧的整个等效结构图如图1.6所示。图1.6发电系统机侧的整个等效结构图Fig.1.6TheequivalentstructurefigureofPMSGside设为永磁同步发电机端的相电流，为三相不可控整流器的等效电阻，为永磁同步发电机端的相电压，可得计算式： （1.27）由三相不可控整流电路数学模型，可得： （1.28）将式（1.17）、（1.18）、（1.19）带入式（1.27），可以得到： （1.29）发电机的线电流和它的幅值可表示为： （1.30） （1.31）式子中，永磁同步发电机的感应电动势为，且，定义为永磁同步电机的励磁磁通量，为永磁同步电机的一个常量。根据式（1.29）-（1.31），得输出功率为：（1.32）由上式（1.32）可知，通过控制占空比和角速度的大小，即可获得想要的永磁风力发电机的输出功率P，从而实现我们想要的最大功率点输出。由于在永磁风力发电系统中，发电机的转速与风力机的转速相同，所以发电机的转速跟随风力机的转速，随着外界风速的变化而变化。在永磁风力发电系统机侧的控制中，只需控制升压斩波电路的占空比，使之达到最优的占空比为，即可实现最优的功率输出，实现最大功率跟踪控制（MPPT），最大限度地利用风能资源。为此，我们定义下式： （1.33）对求的导数，得到： （1.34）依据式（1.33）和式（1.34），可以得出： （1.35）令,对于占空比，，同时，最优占空比可以通过下式进行计算得出： （1.36）依据式（1.35）和式（1.36），三相不可控整流器输出电压的计算式为： （1.37）同时，斩波电路输出端电压的计算式为： （1.38）将最优占空比的计算式（1.36），分别带入三相不可控整流器输出电压的计算式（1.37）、斩波电路输出端电压的计算式（1.38），进一步得出： （1.39） （1.40）由式（1.40）可得为： （1.41）根据上式（1.41）可以得出如下结论：发电机转速、升压斩波电路的输出端电压和负载电阻是一种函数关系；因此，依据式（1.41），一直某一时刻发电机的瞬时角转速、升压斩波电路的输出端参考电压，即可计算得出当前的负载电阻的取值，以保持直流电压的恒定。式（1.41）说明：为了保持直流电压的恒定和机侧的最大功率跟踪，调节升压斩波电路的输出电流和负载电阻的大小，是一个非常有效的控制手段。1.1.1.2升压斩波电路的控制方法在本文永磁风力发电系统机侧的电路结构中，由于三相不可控整流器是无法进行开关管控制的，所以实现最大风能跟踪控制（MPPT）的手段主要还是依靠控制Boost升压斩波电路的电感电流值。Boost升压斩波电路中电感电流控制的好，整个系统的控制效果就好，两者密切相关。研究Boost升压斩波电路的控制方法具有十分重要的意义。通常情况下，Boost升压斩波电路以电流闭环控制为主，即电流负反馈控制策略。所谓电流负反馈控制，就是将当前的电流输出值与给定的电流参考值进行比较作差，得到电流的偏差值，然后电流的偏差值经过PI控制器，作用于被控对象，即开关管IGBT，从而控制IGBT的通断。一般情况下，通断IGBT的控制信号是电流的偏差值经过PI控制器后，与正三角波进行比较得到的。电流闭环控制具有很好的动态特性，控制精度高，反映速度快，抗干扰能力强，可以实现无差控制。为了实现永磁风力发电系统机侧的最大功率跟踪控制，必须依据外界的风速数据，给定一个最佳的输入电流参考值，这是控制能否实现的关键。当前，永磁风力发电系统机侧的控制策略主要分为三种。1)转速电流双闭环控制系统图1.7转速电流双闭环控制框图Fig.1.7Thecontrolfigureofspeed—currentdoubleclosedloop转速电流双闭环控制系统的结构如图1.7所示。永磁同步电机的转速为外环的控制量，Boost升压斩波电路的电感电流为内环的控制量。首先，对于转速外环，我们依据外界测量的风速、风力机的数学模型、图1.1和图1.2，可以计算出最优转速，并将其作为转速外环的给定值，以实现最大风能跟踪控制。其次，对于电流内环，最优转速与当前永磁同步电机转速作差，其差值经过PI控制器和限幅环节，产生电流内环的给定值；最后，与当前电感电流作差，其差值再经过PI控制器和限幅环节，产生控制信号。2)电压电流双闭环控制系统图1.8电压电流双闭环控制框图Fig.1.8ThecontrolfigureofVoltage—currentdoubleclosedloop电压电流双闭环控制系统的结构如图1.8所示。首先，对于电压外环，我们依据外界测量的风速、风力机的数学模型和之间的计算关系式，计算出Boost升压斩波电路的指令电压输出值，并将其作为电压外环的给定，以实现最大的风能跟踪；其次，对于电流内环，指令电压输出值与Boost升压斩波电路的输出电压作差，其差值经过PI控制器和限幅环节，产生电流内环的给定值；最后，与当前电感电流作差，其差值再经过PI控制器和限幅环节，产生控制信号。3)转速电流关系表的电流闭环控制系统图1.9转速电流关系表闭环控制框图Fig.1.9Thecontrolfigureoftherelationshipbetweenspeedandcurrentclosedloop转速电流关系表的电流闭环控制系统的结构如图1.9所示。转速电流关系表的电流闭环控制包括如下步骤：首先，通过检测装置检测出永磁同步发电机的转速；然后，依据转速电流关系表，计算出当前转速下的最优电感电流；其次，将最优电感电流作为电流环的给定值；最后，与当前电感电流作差，其差值再经过PI控制器和限幅环节，产生控制信号。此闭环控制系统计算难度小，复杂程度低，大多应用于中小功率的风力发电系统中。1.1.1.3最大风能跟踪控制算法分析永磁直驱型风力发电系统作为一种变速恒频机组，最大的优点主要包括两个方面：最大风能跟踪控制（MPPT）和网侧三相逆变并网，其可以在最大限度地利用风能的情况下，实现稳定的并网控制。其中，最大风能跟踪控制（MPPT）是永磁直驱风力发电系统机侧控制的核心，网侧三相逆变并网控制是永磁直驱风力发电系统网侧控制的核心。针对上述三种不同的最大风能跟踪控制（MPPT），其应用场合略有区别，转速电流双闭环控制和电压电流双闭环控制主要应用于大功率场合，转速电流关系表的电流闭环控制主要应用于中小功率场合。由于“不可控整流器+Boost升压斩波电路”主要应用于大功率风机，基于转速电流双闭环控制系统，本文选择“最佳叶尖速比法”：首先，利用外界风速和风力机的特征参数，确定最佳的叶尖速比和发电机转速；进一步地，确定最佳的功率负载曲线；最后，控制开关管IGBT，实现最大风能跟踪。依据1.1.3节的最大风能跟踪原理，对于外界风速和任一风力机，均存在一个最佳叶尖速比，此时可以实现最大风能跟踪控制，最大风能利用系数与对应。最佳叶尖速比法本质上就是调节永磁发电机的转速达到最佳转速，继而获得，实现最大风能跟踪。其控制原理框图如下图1.10所示：图1.10最佳叶尖速比控制原理框图Fig.1.10Theprinciplefigureofbesttipspeedratiocontrol1.1.3本文永磁风力发电系统机侧控制策略分析在永磁风力发电系统机侧的控制过程中，控制升压斩波电路的电感电流可以有效控制发电机的负载转矩。在永磁发电机中，电磁转矩大于负载转矩，电机转速下降；电磁转矩小于负载转矩，电机转速上升。综上所述，调节负载转矩的大小可以有效控制永磁同步电机转速的大小。同时，如果想要控制发电机的负载转矩，就需要调节升压斩波电路的电感电流值，而电感电流值可以利用开关管占空比进行控制。因此，在永磁风力发电系统机侧的控制过程中，可以对开关管占空比进行控制，使得永磁同步电机的转速达到最佳转速，实现最大风能跟踪（MPPT）。对于本文选择的基于转速电流双闭环控制的最佳叶尖速比控制方法：首先，计算出永磁发电机此时的最佳转速，是经外界风速和风力机模型计算得到的，作为转速外环的给定值；然后，检测永磁发电机当前的转子转速；进一步地，转速外环中与作差，其差值通过PI控制和限幅环节，产生电流内环的给定值；其次，的值减去的值，其差值再经过PI控制和限幅环节，产生控制信号。最后，将三角波载波信号与控制信号对比，产生实时的通断信号，控制升压斩波电路的动作，从而实现最大功率跟踪。本文的机侧控制策略框图如图1.11所示。图1.11永磁直驱发电系统机侧的控制框图Fig.1.11TheprinciplefigureofPMSGsidecontrol1.3永磁风力发电系统网侧逆变器控制及设计1.3.1永磁风力发电系统的网侧数学模型1.3.1.1网侧逆变器在三相静止坐标系下的数学模型三相电压型逆变器的拓扑结构如图1.12所示。图1.12并网逆变器的拓扑结构Fig.1.12Thetopologystructureofthegridconnectedinverter基于并网逆变器的拓扑结构，提出如下假设条件，用以研究三相并网逆变器的数学模型：1）交流电网没有对称性故障，其中的电动势为三相平稳的正弦波；2）滤波器中的电感是稳定的线性电感，数值较大，其参数基本保持不变；3）开关管IGBT的开关损耗较小，可以忽略不计；4）为三相并网逆变器的开关函数，具有如下解释： （） （1.42）在三相电压型逆变器工作的过程中，上下变流桥臂不能同时导通，否则将出现短路事故，烧坏IGBT。依据上述的四种假设，可得逆变器的开关模式表如下表1.3所示。表1.3逆变器的开关模式表Tab.1.3Themodetableofswitchinverter开关模式12345678导通器件开关函数Sa\Sb\Sc0，0，10，1，00，1，11，0，01，0，11，1，01，1，10，0，0依据电路原理和三相逆变器的拓扑结构，由上表1.3分析可知：对于开关管IGBT的相电路，当时，，此时导通，关断；当时，，此时关断，导通；综上所述，对于开关管IGBT的相电路，其回路方程如下所示： （1.43）以此类推，b相回路方程的数学表达式和c相回路方程的数学表达式，依次为： （1.44）在三相对称交流系统中，一般满足下式的条件： （1.45）由以上式子可知： （1.46）将式（1.46）带入式（1.43）~（1.45），然后基尔霍夫电流定律，计算三相静止坐标系abc下，三相电压型PWM逆变器的数学模型为： （1.47）对于上式（1.47），进行拉普拉斯数学变换： （1.48）上式（1.48）即为三相静止坐标系abc下，三相电压型PWM逆变器的数学模型。1.3.1.2Clarke变换和Park变换坐标变换原理分类两个步骤。第一步为Clarke变换；第二步为Park变换。1）Clarke变换（3/2变换)其坐标变换式为： （1.49）则Clarke逆变换（2/3变换）式为： （1.50）2）Park变换(2s/2r变换）其坐标变换式为： (1.51)Park逆变换(2r/2s变换)式为： (1.52)1.3.1.3三相逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型对于上式（1.48），进行Clarke变换和Park变换，即可得到在d/q旋转坐标系下，三相PWM逆变器的数学模型，如下所示： (1.53)利用拉普拉斯反变换，根据上式（1.52）、(1.53)，即可得到开关函数在d/q旋转坐标系下的数学模型表达式： (1.54)1.3.2永磁风力发电系统的网侧控制策略分析1.3.1.1基于双闭环的功率解耦控制本文采用的是基于双闭环的功率解耦控制，双闭环控制的特点主要包括以下几点：1）电网电压作为矢量定向；2）外环电压控制主要目标是稳定直流电压，内环电流控制主要目标是稳定三相交流并网；3）内环电流控制使用功率解耦控制和前馈补偿控制，实现功率因数可调和有功无功的解耦；4）外环电压控制的输出是内环电流控制的输入。根据上节所述的两相d/q旋转坐标系下三相PWM逆变器的数学模型表达式（1.53），对其进行电网电压矢量定向的设定，定向于矢量d轴的是电网电压的合成矢量E，定向于矢量q轴的是与合成矢量E相差90°的零矢量。综上可以得出，且，下图1.13为电网电压定向的坐标变换矢量图。图1.13电网电压定向的坐标变换矢量图Fig.1.13Coordinatetransformationvectorfigureofgridvoltageorientation则得出电网电压定向的三相电压型逆变器数学模型表达式为： （1.55）进一步地，在三相PWM逆变器中，有功功率的数学表达式和无功功率的数学表达式分别为： （1.56）将电网电压定向于旋转坐标系的d轴，可得： （1.57）其中，由此得出，d轴的是系统有功功率的决定量，有功功率P的大小由的大小决定；q轴的是系统无功功率的决定量，无功功率Q的大小由的大小决定；在电网电压矢量定向的式（1.57）中，通过控制和的大小，即可控制三相PWM逆变器有功功率P的大小和无功功率Q的大小，从而实现功率的解耦控制，有助于功率因数的调节和控制效果的改善。在电网电压矢量定向的解耦控制中，和均是直流量，所以： （1.58）分析可得，电网电压定向的三相电压型逆变器在稳态时的数学模型表达式为： （1.59）由于在电网电压矢量定向的功率解耦控制中，我们引入了交叉耦和项和，所以d/q轴上的电流和不仅受到的影响，还会受到和的影响。为了实现功率解耦控制的目的，需要对耦和项和进行前馈解耦控制。因此，我们引入下式（1.60），即前馈解耦控制的解耦项为： （1.60）选择PI控制策略进行直流电流控制，在电流内环的控制过程中，我们可以得出，在PI控制策略下，解耦项的数学表达式为： （1.61）将式（1.60）、（1.61）带入式（1.55），即可得到三相PWM逆变器在两相旋转坐标系下的电压输出模型为： （1.62）其中，为电流内环控制的比例增益，为电流内环控制的积分增益，为电流内环控制的d轴指令电压，为电流内环控制的q轴指令电压。从式子（1.55）和（1.62）可以看出，网侧有功功率的输出是由的大小决定的，可以通过指令值和PI控制器控制的值；网侧无功功率的输出是由的大小决定的，可以通过指令值和PI控制器控制的值；本文的前馈解耦控制可以很好地实现有功功率和无功功率的解耦。对于网侧基于电网电压定向的双闭环解耦控制，电流内环指令值和的给定方式有所不同。对于指令值，以恒定直流侧输入电压为控制目标，其给定方式为：电压外环的输出，通过PI控制，得到指令值。对于指令值，以单位功率因数并网为控制目标，其给定方式为：。相关控制的数学表达式如下： （1.63）式中，为电压外环控制的比例系数，为电压外环控制的积分系数，为电压外环控制的给定直流电压值，为电压外环控制的实测直流电压值。依据式（1.62）和式（1.63）；首先，经过双闭环控制和前馈解耦控制，利用、、和，得到和；然后，将和作为输入信号，进行SVPWM调制；最后，计算得出开关管的开关函数，对三相PWM逆变器进行控制。1.3.1.2基于模糊PI自整定的电压外环控制 1）模糊控制的基本原理模糊控制的原理图如图1.14所示，其中计算控制变量、模糊化、模糊规则、模糊决策、清晰化，这些步骤是模糊控制的关键。模糊控制的数学表达式为[25]；图1.14模糊原理控制框图Fig.1.14TheprinciplediagramofFuzzycontrol2）基于模糊算法的PI参数自整定对于永磁风机交流并网系统而言，其本质上是一个连续的、时变的、非线性系统，其系统的参数会随着外界的变化而变化。因此，建立一个可以准确表达永磁风机交流并网系统的数学模型是很难做到的。对于常规PI控制，其比例系数P和积分系数I是不变的，这种情况对于永磁风机交流并网系统来说，难以很好地实现风机并网控制的目标。因此，将模糊控制引入PI控制器，研究基于模糊算法的PI控制具有十分重要的意义。在模糊控制中，比例系数P和积分系数I是随着外界因素的变化而变化的，因此模糊控制是一种非线性控制。模糊PI控制算法充分结合了常规PI控制和模糊控制各自的优点，其可以根据外界实际的变化情况，实时地对比例系数P和积分系数I进行调节，相比于传统的PI控制，具有更好的控制效果和控制精度。模糊PI控制的原理图如下图所示。图1.15模糊PI控制框图Fig.1.15BlockDiagramofthefuzzyPIcontrol3）利用模糊PI算法改造网侧的电压外环控制对于模糊PI控制算法，此控制算法包含两个输入量和两个输出量，其中，两个输入量为，两个输出量为。为系统的误差，为误差的变化率，为比例系数变量输出，为积分系数变量输出。定义模糊集上的论域为：{-6，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5，6}，、、、为四个模糊子集。令、、、均服从三角形的隶属函数曲线分布{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，如下图1.16所示。图1.16三角形隶属函数曲线图Fig.1.16Thefunctioncurvesoftriangularmembership利用上述图1.16的三角形隶属函数曲线，推导模糊控制规则表；然后，利用模糊控制规则表，对PI参数进行模糊在线自整定，如下式（1.64）所示。 （1.64）式中，、是模糊PI自整定的输出；和为给定值。、的模糊矩阵表如表1.4和表1.5所示。表1.4的模糊控制规则表Tab.1.4ThefuzzycontrolrulesofECENBNMNSZOPSPMPBNBPBPBPMPMPSZOZONMPBPBPMPSPSZONSNSPMPMPMPSZONSNSZOPMPMPSZONSNMNMPSPSPSZONSNSNMNMPMPSZONSNMNMNMNBPBZOZONMNMNMNBNB表1.5的模糊控制规则表Tab.1.5ThefuzzycontrolrulesofECENBNMNSZOPSPMPBNBNBNBNMNMNSZOZONMNBNBNMNSNSZOZONSNBPMNSNSZOPSPSZONMNMNSZOPSPMPMPSNMNMZOPSPSPMPBPMZOZOPSPSPMPBPBPBZOZOPSPMPMPBPB1.3.1.3基于PR控制改进的电流内环控制1）PR控制的原理：在永磁风机交流并网的双闭环控制系统中，电压外环和电流内环的控制目标是不同的。电流内环的控制目标是能够快速地跟踪电流指令，使控制系统具有良好的动态特性。传统PI控制虽然算法相对简单、可靠性高，但是在实际的运行过程中，其控制效果并不理想，具体表现为以下几个方面：（1）如果电流内环采用传统PI控制，就需要对控制量进行Park变换和Clarke变换，大量的坐标变换会使电流内环控制更加复杂；（2）采用传统PI控制时，如果想要实现有功和无功的解耦，必然需要引入前馈补偿项和，而在实际的运行过程中，和的参数与温度是相关的，并不是一个定值；（3）传统PI控制的比例系数和积分系数均为定值，在电流内环控制过程中，如果解耦不精确，控制精度就会降低。比例谐振控制（PR）本质上是两相d/q旋转坐标系下的PI控制，将PR控制算法引入电流内环控制，不仅可以减少大量的坐标变换，还省去了前馈补偿项和，无需功率的解耦。因此，网侧的电流内环控制通过引入PR控制，可以更好地实现控制目标，快速地跟踪电流指令，达到无静差调节。比例谐振（PR）的控制原理如图1.17所示。图1.17电流谐振（PR）控制框图Fig.1.17TheprinciplediagramofPRcontrol比例环节和广义积分（GI）环节是PR控制的两大组成部分，PR控制的数学表达式如下式所示： （1.65）式中，和分别为比例系数和积分系数，为谐振频率；从上式可以看出，理想PR控制在谐振频率处的增益为无穷大，同时，在其他频率处的增益几乎为零。2）改进PR控制算法：对于理想的PR控制，由于在谐振频率处的增益为无穷大，同时在其他频率处的增益几乎为零。这就意味着，当控制系统设计的频率与PR控制的谐振频率出现偏差时，PR控制器的增益即变为零，所以理想的PR控制不能用应用于实际的工程中。我们基于广义积分控制和一阶低通滤波器，对理想的PR控制进行改进。改进后的PR控制的数学表达式如下式所示： （1.66）式中，表示的是截止频率，通常设定，。改进PR控制的Bode图如图1.18所示，图中的值分别为和。图1.18改进后的PR控制器波特图Fig.1.18BodegraphoftheimprovedPRcontroller从图1.18中可以看出，虽然改进后的PR控制在谐振频率处的增益不是无穷大的，但是通过调节式（1.66）中的值，同样可以使系统谐振处的增益足够大，从而消除系统的稳态误差。与理想PR控制相比，改进PR控制的稳态误差和系统灵敏度较低，鲁棒性较好。改进PR控制的优点具体体现在以下两个方面：1）改进PR控制的带宽范围比理想PR控制的带宽范围要大；2）改进PR控制的带宽范围和幅值增益可以通过改变的值进行调节，幅值增益在或时近似为零。综上所述，基于改进PR控制的控制系统，只对谐振频率点附近的信号产生幅值增益，对远低于或者远高于谐振频率的信号，其产生的幅值增益近似为零。基于改进PR控制的控制系统只放大谐振频率点附近的信号，可以实现信号的无静差跟踪，进而更好地实现本文的控制目标。3）将改进PR控制引入网侧电流内环控制依据图1.18可以看出，对于改进PR控制系统，以角频率为中心的窄频率带的幅值增益要远远高于其他频率带的幅值增益。因此，在网侧电流内环控制中，为了实现对交流电流的无静差跟踪，设定给定交流信号的角频率，此时，为一个很大的值，。在基于传统PI控制的网侧电流内环控制中，三相PWM逆变器的输出功率是由给定电流值和决定的，其中，的大小决定了有功功率的输出，的大小决定了无功功率的输出。同时，两个交叉耦合项、以及电网电压E也影响着电流内环控制的稳定，但在实际工程中交叉耦合项和会随着外界温度的变化而变化，并非一个稳定的数值。本文的基于改进PR控制的网侧电流内环控制主要分为以下五个步骤：1）利用检测装置，检测出交流电网侧的交流电流信号；2）将进行Clarke变换，得到和；3）将电压外环给定的信号进行Park变换，得到电流内环的给定值和；4）将和、和进行作差，两个差值作为PR控制器的输入；5）PR控制器的输出作为控制指令，经过SVPWM脉冲宽度调制，控制三相PWM逆变器的六个变流桥臂进行动作。在网侧电流内环控制中，改进PR控制相比于传统PI控制，具有如下几个优点：1）改进PR控制只需要对控制量进行Clarke变换，减少了复杂的旋转坐标系运算，降低了控制算法的难度；2）改进PR控制不需要交叉耦合项、以及电网电压E矢量定向，消除了前馈解耦控制，因此，电路参数和电网电压的变化并不会影响控制系统的精度，系统的鲁棒性和稳定性大大提高。1.3.3本文永磁风力发电系统网侧控制策略分析综上所述，基于电网电压矢量定向的双闭环解耦控制策略，对永磁风力发电系统网侧的控制进行了适应性改造，建立了本文的永磁风机交流并网的网侧控制策略。其中，直流电压为外环控制的核心，外环控制的目标就是要保持直流电压的稳定，将传统的PI控制改造为模糊自整定PI控制，可以根据外界的变化情况，实时地对比例系数P和积分系数I进行调节；交流电流为内环控制的核心，内环控制的目标就是跟踪电网电压并保持同频同相，将传统的PI控制改造为改进PR控制，减少了复杂的旋转坐标系运算，消除了前馈解耦控制以及电网电压矢量定向，提高了系统的稳定性和抗干扰的能力。本文永磁风力发电系统网侧总的控制框图如图1.19所示。图1.19永磁直驱发电系统网侧的控制框图Fig.1.19Thecontroldiagramofdirectdrivepermanentmagnetpowersystemnetworkside1.4系统仿真与分析1.4.1永磁风力发电系统机侧的建模及仿真分析1.4.1.1PMSG的建模仿真本文所用的PMSG模块在SimulinkLibraryBrowser/SimPowerSystems中，模块及其参数设置如图1.20和表1.6所示。图1.20PMSG模块Fig.1.20ThePMSGmodelandparametersettingsdialogbox表1.6PMSG运行参数Tab.1.6TheoperationparametersofPMSGPMSG参数设置序号名称参数1发电机定子磁通1.0292发电机极对数P83发电机电阻R4发电机阻抗5发电机阻抗6发电机粘滞摩擦系数F7发电机转动惯量J1.4.1.2三相不可控整流电路的建模仿真图1.21为三相不可控整流电路在Simulink平台下的仿真模型。三相不可控整流器的参数设置如下表1.7所示。图1.21三相不可控整流电路Fig.1.21Three-phaseuncontrolledrectifiercircuit表1.7三相不可控整流器运行参数Tab.1.7Theoperationparametersofthreephaseuncontrollablerectifier三相不可控整流器参数设置序号名称参数序号名称参数序号名称参数1三相交流电压幅值100V2仿真时间0.05s3阻性负载50Ω1.4.1.3升压斩波电路的建模仿真Boost升压斩波电路的仿真模型及运行参数如下图1.22和表1.8所示。图1.22Boost升压斩波电路模型Fig.1.22Boostchoppercircuitmodel表1.8Boost升压斩波电路运行参数Tab.1.8TheoperationparametersofboostchoppercircuitBoost升压斩波电路参数设置序号名称参数序号名称参数1输入电压100V6输出电压200V2占空比0.57开关频率20KHZ3最小电流25A8负载50Ω4输出电压纹波1%9升压电感100mH5滤波电容50µF10仿真时间0.15s1.4.1.4机侧控制策略的建模仿真永磁风力发电系统机侧仿真模型及运行参数如下图1.23和表1.9所示。图1.23机侧控制策略仿真模型Fig.1.23Thecontrolstrategysimulationmodelofmachineside表1.9机侧仿真模型运行参数Tab.1.9Theoperationparametersofmachinesidesimulationmodel机侧仿真模型参数设置序号名称参数序号名称参数1外界风速11.5m/s3桨距312空气密度1.2254最佳发电机转速3.21.4.1.5永磁风力发电系统机侧整体的建模仿真综上所述，在Smulink平台搭建整个永磁直驱风力发电系统机侧的仿真模型，如图1.24所示。图1.24永磁直驱发电系统机侧仿真模型Fig.1.24ThesimulationmodelofPMSGmachineside对于永磁风力发电系统机侧仿真模型的运行参数设置，使用阶跃信号模拟风速的变化，风速初始速度为8m/s，0.6s时风速变为12m/s，仿真时间设置为1.2s。图1.25-图1.27为永磁风力发电系统机侧的仿真结果。图1.25发电机转速随风速变化的曲线图1.26斩波电路的电感电流随风速变化的曲线Fig.1.25ThecurveofgeneratorspeedchangeFig.1.26ThecurveoftheBoostchopperwithwindspeedinductorcurrentchangewithwindspeed图1.27直流侧输出电压随风速变化的曲线Fig.1.27ThecurveoftheDCoutputvoltagechangewithwindspeed从图1.25-图1.27可以得出以下三个结论：1）随着外界风速的改变，发电机的转速很好地跟踪了最佳转速，实现了最大风能跟踪（MPPT）；2）稳态运行时，直流侧电压稳定在800V，达到控制目标；3）启动过程中的0~0.2s内，机侧直流电压的输出具有很大的超调，但在0.2s后，直流电压从0V升至800V，并趋于稳定。当风速在0.6s发生阶跃时，直流电压发生小范围的波动，但在很短的时间内就回到了原来的稳定状态。从三个仿真结果来看，本文提出的机侧“转速外环-电流内环”控制策略有效。1.4.2永磁风力发电系统网侧的建模及仿真分析1.4.1.1三相电压型逆变器的建模仿真三相并网PWM逆变器的仿真模型及运行参数如下图1.28和表1.10所示。表1.10三相并网PWM逆变器运行参数Tab.1.10Theoperationparametersofthethree-phaseconnectedPWMinverter三相并网PWM逆变器参数设置序号名称参数序号名称参数1永磁风力发电功率1.5MW3直流电压800V2电网电压等级380V4滤波电感0.2mH5滤波电容1.8F6仿真时