6G毫米波非对称大规模阵列架构白皮书

一、绪论

1864年，麦克斯韦建立了麦克斯韦方程组并预言了电磁波。1886年，赫兹

实验验证了电磁波的存在，为无线电技术奠定了科学基石。1895年，马可尼利用

火花放电器、感应线圈和电键制成了一台无线电发射机，又用金属检波器和天线

制成了接收器，完成了30米距离的无线通信实验，首次证明了使用电磁波无线

传输信号的能力[1]，标志着无线通信的诞生。此后，移动通信历经百年演进，逐

步构建起连接全球的数字网络。

20世纪20年代至40年代，在短波频段上开发了专用移动通信系统，典型

代表如美国底特律市警用车载无线电系统。随着技术演进，40年代中期至60年

代初，移动通信迈入公共服务阶段——1946年美国圣路易斯城建成全球首个公

用汽车电话网，引发多国对公共移动电话系统的研发热潮。60年代中期至70年

代中期，系统升级实现两大突破：无线频道自动化选择与电话网络智能接续，显

著提升了通信效率。至70年代中期，具有划时代意义的蜂窝网络架构投入商用，

通过蜂窝小区划分实现频谱复用，系统性解决容量瓶颈，推动移动通信全球化部

署。从上世纪80年代初开始，移动通信正式进入“代际迭代”，几乎每十年就会

出现新一代[2]。第一代（FirstGeneration,1G）移动通信是基于频分多址（Frequency

DivisionMultipleAccess,FDMA）接入技术的模拟通信，主要支持语音通信[3]。

第二代（SecondGeneration,2G）完成模拟向数字制式转型，采用了时分多址（Time

DivisionMultipleAccess,TDMA）和码分多址（CodeDivisionMultipleAccess,

CDMA）接入技术，新增短信文本传输业务[4]-[5]。第三代（ThirdGeneration,3G）

移动通信采用先进的CDMA技术，实现图像传输与移动互联网接入，开启多媒

体通信时代[6]。第四代（FourthGeneration,4G）移动通信引入了正交频分复用

（OFDM）和多输入多输出（MIMO）技术，将传输速率提升至百Mbps量级，

伴随智能手机普及重构人类社交与生活方式[7]-[8]。第五代（FifthGeneration,5G）

移动通信采用的核心技术中最具代表性的就是引入了大规模MIMO和毫米波技

术[9]-[19]。5G在移动通信基础设施中首次利用毫米波频谱，以提供更高的数据速

率和极低的时延。目前，第六代（SixthGeneration,6G）移动通信正处于核心技

术研发和标准研究阶段。众所周知，地球表面约71%是海洋，约29%是陆地。

1

1G~5G基本上是面向陆地上的移动通信，而6G将实现中低轨卫星网与地面移动

通信网络的融合，从而将在移动通信的历史上首次实现对整个地球表面到近地空

间的全覆盖[20]-[25]。

一个单输入单输出（SISO）通信系统容量可通过如下经典的香农公式来描述

퐶=퐵∙log2(1+휌)(1-1)

式中：C代表信道极限容量（单位：bit/s），B为传输带宽，ρ表示接收端信噪

比。该公式揭示了通信系统的本质约束——在特定带宽与噪声环境中，理论上可

达的最大无差错传输速率。香农公式表明，信道的带宽越大或信道中的信噪比越

高，信息的极限传输速率就越高。然而，香农公式只是给出了理论上的极限传输

速率，实际中要达到这个速率是非常困难的，因为在实际通信中总会存在各种损

耗和干扰。

我们知道，1G~3G移动通信系统是SISO系统，上述经典香农公式实际上给

出的就是SISO系统的容量极限。4G移动通信引入了MIMO技术，假定基站有

N个射频通道、N个天线，终端有M个射频通道、M个天线，则构成一个푁×푀

的MIMO通信系统。

考虑下行情况，这时基站侧发射天线数为푁푡，终端侧接收天线数为푀푟，此时，

系统容量可通过如下公式计算[26]

휌†

퐶=퐵∙log2[det([I]+[H][H])](1-2)

푁푡

其中，为单位矩阵，为信道矩阵，表示矩阵的行列式运算，

[I]푀푟×푀푟[H]푀푟×푁푡det[*]

上角标“†”表示矩阵共轭转置，ρ是每个接收天线处的平均信噪比。

5G移动通信又进一步拓展至大规模MIMO，6G移动通信甚至在讨论超大规

模MIMO和全数字大规模MIMO（All-DigitalMassiveMIMO）阵列技术。这时，

参照多波束卫星通信情况[27]，我们可用下式描述N波束系统的容量

푁

퐶=퐵∙∑푛=1log2(1+휌푛)(1-3)

其中，휌푛为第n个波束的信噪比。

实际上，对于多波束阵列系统，我们可以理解为N个SISO系统共享一个阵

列前端，但互相之间的干扰会恶化每个波束链路的信噪比휌푛。

近些年，语义通信成为6G研究的热点之一[28]-[30]。这时，文献[30]中建议将

信道容量公式修改为

푁4

퐶=퐵∙∑푛=1log2[푆(1+휌푛)](1-4)

2

其中，S表示平均同义时间长度。

文献[31]中给出了一个三维（3-D）视距信道容量公式，该公式内含了矢量电

磁物理特性，并适用于近场和远场场景。

훽푃

퐶=퐵∙푁∙log(1+푡)(1-5)

2푁휇

其中假定N个本征值近似相等，即훽1≈훽2≈⋯≈훽푁≈훽，以及发射机为每个子

信道分配相同的功率푃푡⁄푁。N个本征值也对应N个独立的子信道。

对于广泛使用的2KQAM调制，系统容量与信道带宽B、调制阶数K以及波

束或数据流的数量N成比例，即

퐶∝퐵∙퐾∙푁(1-6)

由上式可知，增加无线通信系统容量或吞吐率的主要途径有三：一是增加带

宽퐵，二是提高频谱利用率或调制阶数퐾，三是增加数据流个数푁。频谱是受各国

政府管控的一种资源，所以增加带宽会受到政策限制。调制阶数越高，对系统的

信噪比要求越高，而系统信噪比又受到半导体器件性能的限制。利用MIMO技

术增加数据流个数是提高系统吞吐率的非常有效的手段，这也是5G采用大规模

MIMO，6G可能采用超大规模MIMO技术的原因。另一方面，6G移动通信期望

数据传输速率能够达到100Gbps~1Tbps，假设要获得100Gbps的传输速率，采用

1024QAM调制，对于SISO系统就需要至少10GHz的带宽，这在微波频段几乎

是不可能的，所以从5G开始，无线通信的频率逐渐向毫米波甚至太赫兹频段拓

展。

低频段5G（Sub-6GHz）已实现大规模商用，有些基站设备可支持64T64R，

也就是可同时支持64个数据流，从而大幅度提高了系统的吞吐率和传输速率。

对于5G毫米波，为了克服路径衰减和平衡复杂度与成本，采用了混合多波束架

构的大规模MIMO技术，每个相控子阵支持1个（单极化）或2个（双极化）

波束或数据流，一般配置4个相控子阵，支持4个（单极化）或8个（双极化）

数据流。由于5G毫米波的信道带宽比低频段5G的信道带宽宽很多，因此在数

据流较少的情况下也可支持高的系统吞吐率和传输速率。

可以看到，移动通信从1G向6G演进的过程中，1G~3G是SISO系统，4G

开始引入MIMO技术，而5G则发展为大规模MIMO，6G可能进一步向超大规

模MIMO和全数字多波束阵列系统演进。为了增加带宽，工作频率也从MHz、

GHz频段逐渐向毫米波以及太赫兹频段拓展。

3

波束成形（Beamforming）阵列技术是现代无线电系统的核心使能技术，其

发展历程贯穿电磁学理论突破、半导体工艺革新和系统体制迭代三个维度。移动

通信的演进进一步驱动了波束成形阵列技术的发展，特别地，混合波束成形阵列

技术在5G3GPPRelease15标准中被确立为5G毫米波通信的关键技术之一。为

适应未来6G通信与感知的需求，毫米波波束成形阵列技术将向超大规模（>1000

单元）、智能化（AI赋能）、异构（光电量融合）方向持续演进，为构建泛在智

能连接提供核心使能基础。

本白皮书主要介绍面向6G毫米波太赫兹通信的一种性能逼近最优的大规模

波束成形阵列架构—6G非对称毫米波太赫兹大规模波束成形阵列架构。

4

二、毫米波太赫兹大规模波束成形阵列架构

学术界与产业界逐渐形成共识，认为6G将推进中低轨卫星网与地面移动通

信网络的融合，构建空天地海一体化的立体通信网络，实现全球范围内任意地点、

任意时间、任何对象的无缝通信接入[32]-[33]，从而将在移动通信的历史上首次实现

对整个地球表面到近地空间的全覆盖。可见，相对于前几代移动通信网络，6G所

需的空间覆盖能力更高，应用场景也将更加丰富多样。从频谱演进维度分析，自

5G时代开启毫米波技术的大规模研究与应用以来，6G将持续深化这一技术路

线，并将工作频段向太赫兹（THz）频段延伸。在此背景下，利用大规模天线阵

列实现毫米波能量汇聚以补偿其显著路径损耗的技术方案，已形成产学研各界的

普遍共识[24],[33]。然而，传统的大规模天线阵列所形成的固定窄波束将极大地限

制通信系统的空间覆盖，采用大规模波束成形阵列系统同时产生多个波束从而实

现大规模的空间复用是解决此问题的一种重要思路。

常见的大规模波束成形阵列主要呈现三种技术范式[25]：模拟波束成形体系、

数字波束成形体系及混合波束成形体系。若按波束生成能力划分，则可分为单波

束阵列与多波束阵列。各技术范式内部存在差异化实现方案（见图2.1）。其中

模拟波束成形阵列包含无源波束成形阵列和有源波束成形阵列两类分支，后者又

可细化为射频移相、中频移相及本振移相等技术路径。数字波束成形阵列则又可

分化出对称与非对称全数字波束成形阵列架构。混合波束成形阵列则可衍生出各

种细化的阵列架构，典型的如：射频移相相控子阵与数字域波束成形相结合的混

合波束成形阵列架构、无源波束成形网络与数字域波束成形相结合的混合多波束

阵列架构等。目前，5G毫米波基站采用的就是射频移相相控子阵与数字域波束

成形相结合的混合波束成形大规模MIMO阵列架构[35]-[38]，其每个二维射频子阵

连接一路上下变频器（Up-and-DownConverter,UDC），然后在数字域再进行一

次波束成形，这将导致数字域波束调控自由度受限。因此实际部署中常舍弃数字

波束成形，致使单个波束仅能获得子阵增益，无法获得全口径增益。值得注意的

是，全数字波束成形阵列（含对称/非对称架构）具备支撑数十至数百个并发数据

流的能力，这将带来系统容量的数量级提升。由此可见，全数字架构必将成为未

来移动通信、空间信息网络、智能感知及雷达系统的核心技术[19][39]-[47]。

5

基于无源波束成形网络的多波束阵列

单波束无源相控阵

无源波束成形阵列

模拟域多波束无源相控阵

波束成形阵列

有源波束成形阵列射频相移单波束/多波束波束成形阵列

中频相移单波束/多波束波束成形阵列

本振相移波束成形阵列

对称全数字

波束成形阵列液晶相移单波束/多波束波束成形阵列

大规模波束数字域n-bit空馈反射阵

成形阵列波束成形阵列

非对称全数字n-bit空馈透射阵

波束成形阵列

…

相控子阵+数字波束成形(5G毫米波,…)

空间维非正交

混合波束成形阵列…

混合域

波束成形阵列模拟无源+数字波束成形

空间维正交

混合波束成形阵列模拟有源+数字波束成形

无源波束成形网络+数字波束成形

…

图2.1大规模波束成形阵列的分类

2.1模拟域波束成形阵列

模拟域波束成形阵列架构如图2.2所示，其中Antm表示第m（m=1,2,…,

M）个天线单元，푦푚(푚=1,2,⋯,푀)为馈入第m个天线单元的信号。假定系统

支持N个波束，每个波束承载一个数据流，则模拟域波束成形就是在模数转换器

/数模转换器（ADC/DAC）与天线单元之间插入如下波束成形矩阵

푦̅=[푤]푥̅发射

{(2-1)

푥̅=[푤]푇푦̅接收

其中

푦1푥1푤11푤12⋯푤1푁

푦푥푤푤⋯푤2푁

푦̅=[2],푥̅=[2],[푤]=[2122](2-2)

⋮⋮⋮⋮⋱⋮

푦푀푥푁푤푀1푤푀2⋯푤푀푁

式中，上角标“T”表示矩阵转置，[푤]为波束成形权系数矩阵，其矩阵元素

푗휙푚푛

푤푚푛=|푤푚푛|푒(2-3)

调节权系数矩阵元素的相位휙푚푛(푚=1,2,⋯,푀;푛=1,2,⋯,푁)就可实

现对各个波束指向、波束形状以及方向图零点等的调控，如果同时调节权系数矩

阵元素的幅度|푤푚푛|(푚=1,2,⋯,푀;푛=1,2,⋯,푁)又可控制副瓣电平，实现波

束的低副瓣设计。当푁=1时，就退化为单波束成形阵列，或单波束相控阵。

6

通过调节权系数矩阵元素的幅度可以降低每个波束的副瓣电平，从而减小波

束之间的干扰，但其代价是牺牲一定的阵列增益或系统效率。因此，实际系统中

通常采用预编码或波束干扰抑制算法来解决波束间的干扰问题[11]-[14]。

图2.2模拟域波束成形架构

2.2数字域波束成形阵列

模拟域波束成形阵列，如射频移相、中频移相、本振移相相控阵，空馈反射

阵、透射阵等，其相位调控都是通过物理硬件实现的。随着波束数或承载的数据

流个数的增加，系统复杂度、成本、功耗等会大幅度增加。因此，实际中采用模

拟域波束成形阵列所支持的波束数或承载的数据流个数都很少。为了能同时支撑

几十甚至上百个波束或数据流，从而大幅提高系统容量，如图2.3所示数字域大

规模波束成形阵列架构受到越来越多的关注，且有望成为6G毫米波与太赫兹的

核心技术。

图2.3数字域大规模波束成形阵列架构

7

2.3混合域波束成形阵列

无论是模拟域移相（射频移相、中频移相、本振移相或空馈移相）大规模波

束成形阵列，还是全数字大规模波束成形阵列，都面临成本和复杂度高的问题。

因此，在5G毫米波基站中采用了射频移相相控子阵与数字域波束成形相结合的

混合域波束成形大规模阵列。虽然与全数字大规模波束成形阵列相比，在波束数

或系统容量等方面差距比较大，但不失为一种解决成本与复杂度的过渡性方案。

图2.4所示为混合域大规模波束成形阵列架构原理图，忽略ADC/DAC的影

响或将其影响归一化为单位阵，则有

푧̅=[푄]푦̅=[푄][푤]푥̅,发射

{(2-4)

푥̅=[푤]푇푦̅=[푤]푇[푄]푇푧̅,接收

其中

푄11푄12⋯푄1푁푤11푤12⋯푤1푁

푄푄⋯푄푤푤⋯푤2푁

[푄]=[21222푁],[푤]=[2122](2-5)

⋮⋮⋱⋮⋮⋮⋱⋮

푤푤⋯푤푁푁

푄푀1푄푀2⋯푄푀푁푀×푁푁1푁2푁×푁

分别为模拟域和数字域的波束成形权系数矩阵。

数字域波束形成模拟域波束形成

Ant1

基带信

ADC/DAC

号处理

Ant2

ADC/DAC

BB

/

SP

AntM

ADC/DAC

图2.4混合域波束成形阵列架构

2.45G毫米波混合域波束成形阵列架构

5G毫米波网络主要由核心网（CoreNetwork,CN）、基带处理单元（Baseband

Unit,BBU）和有源天线单元（ActiveAntennaUnit,AAU）构成[35]-[38]，其中AAU

本质上是一个比较复杂的子系统，包括大规模有源相控阵列天线、上下变频

（UDC）单元和数字信号处理部分。除了波束管理等数字信号处理功能外，传统

8

基站中基带子系统的部分功能，如信道估计、均衡、调制解调、编解码和与BBU

通信的接口等功能也集成进了AAU中。一个核心网（CoreNetwork,CN）可以

连接若干个BBU，而每一个BBU又可连接若干个AAU，每个AAU都包含混合

波束成形大规模MIMO阵列，用高增益的窄波束对空间进行分割，每个波束内

也可同时支持多用户。

通常5G毫米波基站AAU中的大规模阵列由4个二维射频移相相控子阵组

成，如图2.5所示。每个子阵包含64（8×8）、128（8×16）或256（16×16）

个天线单元，如上所述，单极化情况可产生4个波束，承载4个数据流，双极化

情况下可产生8个波束，承载8个数据流。每个子阵产生的波束可以独立控制，

大范围扫描，但是每个波束都没有用到全阵列口径增益，仅是子阵增益，就是说

在4子阵的情况下，每个波束都损失6dB增益。如果在数字域再进行一次波束

成形，虽然每个波束都可以实现全口径增益，但4个波束会被捆绑，不能独立调

控，从而失去灵活性。

天线单元多通道波束成形芯片

上下变频(UDC)

（位于多层PCB正面）（位于多层PCB背面）

LO

PA

DAC天线单元

/SW

ADC

LOLNA4通道波束成形芯片示意图

LO

PAPAPSPSPA

DAC

/SW

ADC

LNA

LOLNALNA

LOPAPSPSPA

PA

DAC

/SW

ADC

LNALNA

LOLNA

LO

PA

DAC

/SW

ADC

LNA

LO

图2.55G毫米波4相控子阵混合波束成形阵列原理示意图

对于大部分应用场合，垂直方向不需要很大的覆盖角度，所以5G毫米波基

站AAU中往往在垂直方向用2单元无源子阵作为一个相控阵列天线单元。于是，

图2.5所示256阵元（每个子阵为8×8的阵列）的大规模阵列就可扩展到512

个天线单元，射频通道数还是256个。这样做会压缩垂直方向的扫描范围，但在

相同射频通道的情况下，天线单元数增加一倍，每个相控子阵的波束增益增加约

3dB。

图2.5是单极化情况下的示意图，实际中一般采用双极化天线，相应地采用

9

双路8通道波束成形芯片，两个极化的功率合成/分配网络是独立的，上下变频

通道数量也翻一倍，增加到8个UDC通道，支持的波束数或数据流个数也从4

增加到8。

这种混合波束成形阵列架构虽然降低了系统的复杂度、成本和功耗，但是以

性能受限为代价的。由于不能实现从每个数据流到每个天线单元的所有路径上独

立相位调控，所以每个数据流对应的波束要么只用一个相控子阵，波束独立调控，

但损失6dB增益，要么所有波束捆绑失去独立调控能力，但每个波束都用到了全

口径增益。

混合大规模波束成形阵列可以有多种组合方案，比如在发射机/接收机与天

线之间插入无源波束成形网络，替代上述相控子阵。这样每个波束都可以用到全

口径增益，但无源波束成形网络的插损会降低阵列或系统的效率，恶化接收通道

的噪声系数或信噪比。

2.5最优和次优波束成形阵列架构[25]

2.5.1最优波束成形阵列架构——对称全数字波束成形阵列

全数字波束成形（AllDigitalBeamforming,DBF）阵列系统能同时在空间形

成多个可灵活精准控制的波束，是性能最为理想的波束成形阵列。全数字波束成

形阵列架构的优点有：精确的幅度和相位控制、波束数量可灵活扩展、每个波束

都可承载一个数据流，通信容量大；每个波束都能够获得天线阵列的全口径增益，

且独立可控、覆盖范围宽等[5]-[10]。尽管从性能上讲，对称全数字波束成形阵列架

构是所有波束成形阵列中最佳的阵列架构，但其瓶颈问题有：大量高速

ADC/DAC、海量数据的实时处理导致系统成本、功耗和复杂度偏高。

在图2.6所示对称全数字多波束阵列的数字波束成形模块中，信号向量푦̅与

푥̅之间的关系与式(2-1)相同，但需要指出的是，对于全数字大规模波束成形阵列，

波束成形或푦̅=[푤]푥̅,푥̅=[푤]푇푦̅的加权过程都在数字域完成。图中，Anti表示

第i个天线、BPF表示带通滤波器、DPX表示双工器、SW表示开关、PA表示

功率放大器、LNA表示低噪声放大器、LO表示本振、BB表示基带处理、SP表

示信号处理。

10

多通道射频放大与上下变频模块

数字域波束形成LO

PAAnt1

BPF

基带信DACDPX

/

号处理/

ADCSW

LNA

LO

LO

PAAnt2

BPF

DACDPX

/

BB/

ADCSW

/

LNA

SPLO

LO

PAAntM

BPF

DACDPX

//

ADCSW

LNA

LO

图2.6对称全数字多波束阵列架构

2.5.2次优波束成形阵列架构——非对称全数字波束成形阵列

为了克服上述对称全数字大规模波束成形阵列成本、功耗和复杂度等瓶颈问

题，东南大学洪伟教授团队于2018年提出了如图2.7所示的非对称大规模全数

字波束成形阵列架构[24]-[25][41]-[42]。从图中可以看到，发射阵列由N个天线单元、

N个发射通道和数字域푁×푃波束成形矩阵构成，可支持P个发射波束，承载P

个数据流。接收阵列由M个天线单元、M个接收通道和数字域푄×푀波束成形

矩阵构成，可支持Q个接收波束，承载Q个数据流。设发射阵元数不等于接收

阵元数，即푀≠푁，也就是收发不对称，故称作非对称阵列架构。对于移动通信

基站，我们通常取푀<푁，即，接收阵列规模小于发射阵列规模。对于有些场景，

比如毫米波车载雷达、智慧交通雷达、毫米波成像系统等，往往取푀>푁，即，

接收阵列规模大于发射阵列规模，以提高分辨率。

由于收发不对称，所以收发波束成形矩阵也不相同，从图2.7可以看到

푦̅=[푡]푥̅,发射

{(2-6)

푢̅=[푟]푇푣̅,接收

式中

11

푦1푥1푡11푡12⋯푡1푃

푦2푥2푡푡⋯푡

푦̅=[],푥̅=[],[푡]=[21222푃](2-7)

⋮⋮⋮⋮⋱⋮

푦푁푥푃푡푁1푡푁2⋯푡푁푃

⋯푟

푣1푢1푟11푟121푄

푣2푢2푟푟⋯푟2푄

푣̅=[],푢̅=[],[푟]=[2122](2-8)

⋮⋮⋮⋮⋱⋮

⋯푟

푣푀푢푄푟푀1푟푀2푀푄

其中，[푡]和[푟]分别为发射和接收波束成形权系数矩阵，其矩阵元素

푗휙푚푛푗휓푚푛

푡푚푛=|푡푚푛|푒,푟푚푛=|푟푚푛|푒(2-9)

类似地，调节权系数的相位휙푛푝(푛=1,2,⋯,푁;푝=1,2,⋯,푃)和휓푚푞(푚=

1,2,⋯,푀;푞=1,2,⋯,푄)就可分别实现对发射和接收各个波束指向、波束形状

以及方向图零点等的调控。

数字波束形成多通道发射阵列

Ant1

(发射)LO

PABPF

DAC

Ant2

基带信LO

PA

号处理BPF

DAC

AntN

LO

PABPF

DAC

BB

Ant1

/LO

SPLNABPF

ADC

Ant2

LO

LNABPF

ADC

AntM

LO

LNABPF

ADC

数字波束形成多通道接收阵列

(接收)

图2.7非对称全数字多波束阵列架构

我们知道，对于一个无线通信系统，发射是对已知信息进行处理，计算量小，

而且DAC的成本、功耗和复杂度比ADC要低得多。另一方面，接收是对未知

信息进行处理，计算量大，而且ADC的成本、功耗和复杂度比DAC要高得多。

因此，采用规模比较大的发射阵列，规模比较小的接收阵列，可以实现成本、功

耗、复杂度与性能之间的良好平衡。基站侧，规模比较大的发射阵列可以支撑几

12

十甚至上百个波束（数据流），从而实现超高的系统下行吞吐率或系统容量，规

模较小的接收阵列可以支撑几个或几十个波束（数据流）。众所周知，移动通信

或Wi-Fi用户通常以浏览网页、看短视频、下载文件为主，也就是用户习惯导致

对无线通信上下行吞吐率的需求是非对称的，下行流量需求大，上行流量需求相

对较小。因此，基于上述非对称全数字大规模波束成形阵列架构的移动通信系统，

正好与用户的需求相匹配。

接收阵列规模小意味着波束增益较低，波束宽度较大。接收波束宽度较大对

于计算信号到达角（DirectionofArrival,DoA）有利，但对于移动通信上行链路

的增益或信噪比有负面影响。对于移动通信基站侧，通常可以取푀=푁⁄4。这样

可以同5G毫米波采用的混合波束成形阵列架构做个对比。目前5G毫米波AAU

的阵列通常由4个相控子阵构成，单极化时支持4个波束，承载4个数据流，双

极化时支持8个波束，承载8个数据流。由于在数字域进行二次波束成形会捆绑

波束，失去对每个波束的独立调控能力，所以实际应用中大多4个子阵独立运

行。这样，每个发射/接收波束都只用到了子阵（总阵列的四分之一）的口径增益，

也就是说，与总阵列增益相比，每个波束都损失了6dB增益。如果我们取全数字

波束成形接收阵列规模与5G毫米波基站混合波束成形阵列的子阵规模一致，则

二者上行链路增益一致。另一方面，取发射阵列与5G毫米波基站总阵列规模一

致，则非对称全数字波束成形阵列发射波束增益比5G毫米波混合波束成形阵列

发射波束增益高6dB，从而可以支撑更多的波束和更高的下行吞吐率。这些特性

已在国家项目（国家重点研发计划项目：非对称毫米波亚毫米波大规模MIMO

关键技术研究及系统验证.2020YFB1804900,2020.7-2023.10,项目负责人：洪伟）

的支持下完成了试验验证。

作为次优毫米波大规模波束成形阵列架构，非对称全数字波束成形阵列及空

间维正交混合域波束成形阵列等相较于性能最优的对称全数字波束成形阵列在

功耗和成本方面有明显优势。此外，这些次优波束成形阵列架构可同时实现的波

束数量较之其他各类传统架构也有显著增加。

大规模甚至超大规模波束成形阵列已逐渐成为毫米波以及未来太赫兹移动

通信系统的核心使能技术，而实现波束成形阵列的方案又是千变万化，这一部分

内容试图从最基本的原理出发对大规模波束成形阵列架构进行梳理、归纳，并对

一些代表性的阵列架构，如模拟域波束成形、数字域波束成形和模拟域与数字域

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混合波束成形阵列架构作原理性介绍。可以看出，从性能上讲，对称全数字波束

成形阵列架构可以说是终极的最优架构，但相应的系统复杂度和成本偏高。非对

称全数字波束成形阵列架构在逼近对称全数字波束成形阵列架构性能的同时，大

幅度降低了系统复杂度和成本，是一种次优的大规模波束成形阵列架构，有望成

为支撑实现6G通信愿景的重要核心技术。针对毫米波非对称全数字波束成形阵

列拓扑结构、系列关键技术（支持数字波束成形的毫米波多通道芯片、波束成形

算法、空口校准方法等），以及系统验证等内容将在本白皮书后续章节分别进行

介绍。

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三、毫米波非对称全数字大规模波束成形阵列

3.1非对称阵列拓扑结构与原理

3.1.1结构概述

从传统收发阵列架构来看，发射机和接收机的天线阵列是互易的。然而，从

系统的角度来看，在特定的应用场景中，发射机和接收机可能具有不同的需求和

功能。因此，非对称架构是未来通信系统设计的另一种选择，可以以更低的成本

和复杂性实现效率的有效提高。非对称毫米波大规模MIMO系统的基本原理是

将全数字多波束发射和接收阵列进行非对称设计，即发射阵列和接收阵列规模不

同。基站侧采用较大规模的全数字多波束发射阵列和较小规模的全数字多波束接

收阵列，进而产生较窄的发射多波束和较宽的接收多波束，终端侧可以保持传统

的对称形式，也可采用非对称形式。

图3.1非对称全数字大规模MIMO收发架构

该架构的优势在于摆脱传统对称系统上下行波束对称的约束，增加了波束控

制的维度，可提升系统效率和传输速率。合理配置基站和终端侧的收发单元数，

上下行的链路增益均与全数字架构相同，因此通过优化上下行波束的配置，可以

获得接近于全数字大规模MIMO的性能，如实质上的宽波束接收大范围和全口

径利用的任意多用户多波束的发射高增益覆盖，但AAU部分的成本、功耗将比

全数字大规模MIMO大幅降低。与混合多波束的大规模MIMO相比，即使在接

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收数字通道数相同的情况下，传输速率也能显著提升，且功耗、成本相当。毫米

波多波束阵列技术比较如表3.1所示。

表3.1毫米波多波束阵列技术比较

系

系综

统

波束扫描波束波束管理复波束系统统合

类型复

范围增益杂度数量容量成性

杂

本能

度

混合多波束阵列

高低中中中中中中

（商用架构）

混合多波束阵列

中高高中中中中中

（共口径）

对称全数字波束

高高低高高高高高

成形阵列

非对称全数字波束发射高

高中高高中中高

成形阵列接收中

非对称大规模波束成形阵列架构具有以下主要特点：

（1）发射和接收阵列波束不对称。非对称系统充分利用全口径，实现发射

阵列高增益窄波束，接收阵列低增益宽波束，保持链路增益一致或更高；

（2）波束扫描范围大。由于非对称系统仍采用全数字多波束阵列架构，其

波束扫描范围与对称全数字多波束系统一致，具有较大的波束扫描范围；

（3）波束对准和管理较为容易。由于非对称系统接收阵列的规模降低，接

收波束较宽，这将会大大降低DoA计算和波束对准难度以及波束管理的复杂度，

尤其适合应用在6G空联网的场景；

（4）系统容量高。非对称大规模MIMO阵列系统的波束数量远多于目前商

用混合多波束阵列的波束数量，因而可以支持更多的数据流，增加系统容量；

（5）硬件设计复杂度降低。在基站侧，接收通道规模大幅度降低，例如，

通道数从64减少为16。这将大幅降低硬件成本，尤其是针对宽带信号的高精度

ADC芯片和射频通道，同时，这会大幅降低基带信号的处理量和处理算法的实

现难度。

（6）前端阵列排布灵活。如图3.2所示，由于非对称毫米波大规模MIMO

系统的发射和接收阵列无需一体化设计，因此阵列排布既可以采用“镶嵌式”排布，

将接收阵列排布于总阵列中，系统采用射频开关进行收发切换，与现有5G毫米

波系统具有良好的兼容性。也可以采用收发阵列分离的排布形式，接收阵列独立

排布在发射阵列旁边，系统无需射频开关实现收发切换，减少了插入损耗。

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（7）前端结构简单。非对称毫米波阵列采用全数字波束形成，在基带完成

波束形成，因此毫米波前端结构更加简化集成。发射通道主要由DAC、调制器、

滤波器、放大器和上变频器构成。由DAC产生IQ信号，后经IQ调制器上调至

中频。调制后的信号通过滤波器由混频器上变频到毫米波频段，最后经PA放大

后输送至天线。接收通道主要由ADC、滤波器、放大器和下变频器构成。毫米

波信号经低噪声放大器、滤波器后下变频至中频，经过中频滤波和放大后由ADC

直接带通采样。

×

(M,1)MLTx(M,1)M×LTx(M,1)M×LTx

M

M

M

(M-1,1)

(M-1,1)

(M-1,1)

Q

M-1M-1M-1

PP

+

PQ

×Rx

PQRx

P×Q

Tx&Rx

1

1(2,1)3

(2,1)1Q

(2,1):发射单元

1Q2