11.0R-同频同时全双工（CCFD）白皮书-（中文）

一、同频同时全双工(CCFD)概述

无线通信的目标是实现人们跨越时空障碍的自由信息交互。随着社会发展，通信业务迅速

扩展使得无线网络已不堪重负，其进一步的发展受到频谱资源缺乏的制约。因为无法以开疆扩

土的方式增加频率资源，提高频谱效率成为可持续发展的唯一途径。纵观第一代（1G）至第

五代（5G）无线通信系统的代代更迭，均以突破频谱效率为历程碑标志。同频同时全双工（CCFD）

凭借其将频谱效率提高一倍效率，成为推进5G和6G发展的动力。

CCFD定义为：在一个或多个节点上，将双工通信的发射信号和接收信号设置在重叠的频

域和时域，并由此获得频谱效率增益的技术。其特点是，以提高容量为目的、强调支持双向

独立数据流的通信技术。就无线通信而言，实现两个独立数据流双向通信技术，以及自干扰消

除法，或者应用于移动通信基站上，并将自干扰消除过程模块化。

由于CCFD以同频同时通信的方式打破了传统发射和接收频点/时隙分割的方式，在不断

的应用优化中，它将重新规划各个频段的使用标准，这也将包括频率的动态使用。类似的频谱

影响将出现于卫星通信，卫星与地面通信的上、下频率分配无论在广播为主的业务，还是接近

对称的物联网业务上，CCFD以其加倍的频谱效率，无疑将会合并至少一部分上、下行频段。

使得新的频率规划成为必然。

其次，CCFD通信场景复杂，我们需要不断完善并开发自干扰消除技术。它对产业界的影

响是巨大的。特别是在CCFD模块化的时期，更加精细的技术和系统设计将导致大量的芯片

需求。利用CCFD实现的主动干扰和抗干扰也将出现新的应用。

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二、CCFD国内外发展情况分析

CCFD技术将收发信号在频率和时隙的重叠设置理论上可将带宽效率提升一倍，但实现2

倍的频谱效率则需要通信节点具有强大的自干扰扰消除能力。正是这个原因，该技术得到业界

重视源于2010年斯坦福大学基于IEEE15.4协议实现的CCFD双向通信演示系统[1]。尽管其

通信距离只有2米，它仍然显示了技术的可实现性。

在2008年国家重大专项IMT-Advanced新型无线传输技术（项目号2008ZX03003-004）

研发的支持下，北京大学于2011年完成了国内第一个CCFD原型机，通信距离为2米，自干

扰消除能力为35dB。随后在华为公司的介入下，CCFD迅速在中国传播开来，如何实际应用

成为业界焦点。其技术难点在于自干扰远远大于接收的通信信号功率，能否成功去除其影响存

在疑问。历经研究人员不懈的努力，时至今日CCFD已经进入5G标准化流程，最终消除了保

守者的顾虑。

CCFD的发展可以分为工业界和学术界两部分。前者出于商业利益滞后于后者，特别是在

欧洲经济不景气，4G成本回收滞后的情况下，企业对推出新技术和新系统持保守态度，且各

自的研究相对保密。早期比较积极地在3GPP推行CCFD的公司有华为（北大参与）、韩国三

星和LG，并且以“灵活双工(FlexibleDuplex)”的名义尝试用于提升传统基站的频谱效率，但

在缺乏多数公司支持的情况下进展缓慢。直至高通公司宣布已经完成CCFD子带通信原型机，

并提出进入R18标准化流程，该技术的竞争日趋激烈，开启了5G-6G应用研究进程。

学术界的研究则更加活跃和开放。针对CCFD存在的干扰问题，北京大学、电子科技大

学、清华大学、西安电子科技大学、北京邮电大学、北京理工大学、东南大学、上海交通大学、

哈尔滨工业大学等均开展了理论研究，其中多家高校同时开展了原型系统的研发。国内外

CCFD研究的基本情况如下。

1、国内研究现状

（1）北京大学

2006年9月，北京大学焦秉立教授和李建业（WilliamC.Y.LEE）博士提交发明专利“一

种适用于同频同时隙双工的干扰消除方法”[1]，于2010年获得授权。它是早期发明专利之一，

其原理如如图2-4所示，这一基站系统模型将发射信号和接收信号设置在同一频点和同一时

间上。其创新性在于实现两个独立数据流双向通信的构想，并提供自干扰消除方法。专利摘

要如下：

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”

图2-4北京大学专利系统模型

上述专利描述了自干扰消除器、射频自干扰消除和天线隔离的方法，这些均成为随后研究

的主要方向。

同频同时全双工在2008年首次得到了重大专项的支持，其双工形式增加了码分双工技术，

使用收发分置的天线，将上行和下行信道分配在同一频率同一时隙上，构成了同频同时全双工

的雏形。由于系统采用了智能码的相关方法，在消除自干扰的基础上增加了码的相关增益。团

队于2011年研发图2-1所示的同频同时全双工试验样机，实现35dB全双工自干扰抑制。之

后在室外完成100米基站同频同时全双工通信测试，将自干扰抑制能力提升至80dB[8]。2014

年实现了点对点500米通信，自干扰消除达120dB以上。

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图2-12011年北京大学研发样机

图2-2文献[8]北京大学实验环境

图2-3北京大学室外500通信测试环境

（2）电子科技大学

电子科技大学唐友喜教授针对宽带场景CCFD系统，通过多抽头射频域自干扰抵消技术，

以最小化剩余自干扰信号功率为准则，讨论各抽头参数最优解，分析可实现的最佳自干扰抑制

效果，给出了双抽头干扰抵消结构中抽头参数最优解和干扰抑制性能简化表达式。

电子科技大学也开展了CCFD技术原型系统研发，在2013年实现1发1收同时同频全双

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工LTE测试床，采用uSDR平台[9]组建，部分实验场景如图2-5所示，实验环境为实验室，

具有多径影响。测试验证在天线配置为1T1R情况下，1.6GHz~4GHz频率，20MHz带宽下，

发射功率为10dBm，天线采用图2-6所示的收发分离方案，获得20dB自干扰抑制度，射频域

抑制采用单抽头耦合方案，获得55dB抑制度，数字域抑制方案为干扰信号重建方案，获得31dB

抑制度，总的自干扰抑制能力达到91dB。

图2-5电子科技大学2013年同时同频全双工部分实验环境

图2-6收发天线分离模型

电子科技大学在2014年实现同时同频全双工2发2收LTE测试床[10]，采用uSDR平台[9]

研发，部分实验场景如图2-7、图2-8所示，实验环境为实验室，具有多径影响。测试验证在

天线配置为2T2R情况下，2.5GHz~2.7GHz频率、20MHz带宽下，发射功率为23dBm，空域

采用自制的高隔离度同时同频全双工天线，获得了45dB的抑制度，射频域自干扰抑制用级联

多抽头方法获得45dB的抑制度，数字域自干扰抑制采用自干扰重构方案获得了40dB的抑制

度，全系统联测获得115dB的总自干扰抑制度。

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图2-7电子科技大学2014年2发2收LTE同时同频全双工测试床

图2-8电子科技大学2014年2发2收LTE同时同频全双工测床，射频干扰抵消板局部

（3）其他研究机构

哈尔滨理工大学在发射信号中加入PN序列，对自干扰信号进行估计和重建，由于PN序

列具有良好的互相关和自相关性，可以更好地进行信道估计和自干扰抑制。

华为无线通信技术实验室采用多级自干扰消除技术，除LOS通信外，考虑信号多径影响，

在射频域对多径成分进行抵消，结合考虑数字域IQ不平衡的自干扰抵消，在实验室自制设备

上，20MHz带宽下，总干扰抑制能力达122dB。

2、国外研究现状

（1）斯坦福大学

斯坦福大学Sachin教授在硬件上实现CCFD系统，结合了射频域干扰抑制技术和基带干

扰消除技术，降低系统对链路可靠性的依赖。Sachin教授团队提出两发一收架构，通过大功率

进行抑制，并结合射频域和数字域干扰消除技术，将自干扰信号控制在阈值内，实验表明自干

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扰信号总衰减达70dB左右，可满足短距离通信要求。2011年又进行了改进，通过对信号进行

反相处理和自适应消除等操作，能够有效支撑宽带和高功率CCFD系统。

文献[2]的单节点发射和接收通道，通过环形器共用一根天线，发射80MHz的WiFi信号

进行同时同频全双工实验，实验环境如图2-9。射频干扰抑制采用直接射频耦合自干扰抑制，

数字干扰抑制采用干扰信号重建抑制。对于带宽为80MHz的WiFi信号，环形器隔离度为15dB，

射频干扰抑制的自干扰抑制效果约为63dB，数字干扰抑制的效果约为35dB，总体抑制效果为

110dB。

图2-9斯坦福大学实验环境(2013)

文献[3]用三根天线实现3发3收MIMO同时同频全双工通信。其中，每一根天线通过隔

离度为15dB的环形器连接一个发射通道和一个接收通道，射频信号为载波2.4GHz带宽20MHz

的WiFi信号，射频实现了65dB的抑制，数字实现了35dB的抑制，总共达到了115dB的自干

扰抑制度，并且没有引起频谱泄漏。在实验设计中，文献[3]采用了串联多抽头的方法来减小

MIMO系统中急剧增加的抽头数量，部分实验环境如图2-10所示。

图2-10斯坦福大学实验环境(2014)

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（2）莱斯大学

美国莱斯大学Duarte博士利用实验演示2.4GHz带宽的WiFi信号在CCFD系统中的传输

过程，在MIMO系统基础上，发射端增加一条新的发射链路，并根据同一节点发射信号已知

的条件对自干扰信号进行重构，从接收信号中减去重构的自干扰信号，并采用空域、射频域、

数字域结合的自干扰抑制技术，实现自干扰信号衰减达80dB左右。

莱斯大学AshutoshSabharwal团队对自干扰消除技术进行分类，并分析技术瓶颈在于发射

和接收中振荡器的相位噪声，提出消除相位噪声影响的数字自干扰抑制方法，获得9dB性能

提升。结合射频域消除技术和数字域消除技术实现联合消除39dB，同时考虑天线隔离技术对

信号衰减39dB，共实现总衰减78dB。

莱斯大学在2.4GHz频率、625kHz带宽下，测试QPSK信号，在天线间隔分别为

10cm/20cm/40cm情况下，自干扰抑制能力分别达34dB/41dB/44dB。

莱斯大学也采用WARPLab平台进行实验，实验环境为实验室，空中接口为无线传输，存

在多径影响，实验信号格式为Wi-Fi，测试验证在2.4GHz频率、10MHz带宽下，接收天线口

干扰功率在-20dBm情况下，天线抑制能力达20dB，射频域干扰抑制能力达35dB，数字域干

扰抑制能力达26dB，总干扰抑制能力达81dB。

文献[4]以WARP[5]为测试平台，实验环境如图2-11，参考蓝牙和WiFi的信号设计，单

节点发射天线与接收天线分离，5dBm~15dBm发射功率，20cm~40cm的本地收发天线间距，

8.5m的两通信节点间距。实验采用空域天线、射频域、数字域三种自干扰抑制技术：射频域

自干扰抑制采用数字辅助射频耦合自干扰抑制，数字域自干扰抑制采用自干扰信号重建抑制，

单节点发射信号采用一根天线、接收信号采用另一根天线。三种技术不同组合的自干扰抑制性

能如表2-1所示。

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图2-11莱斯大学实验环境

表2-1文献[4]的同时同频全双工自干扰抑制能力

收发天线间距

干扰抑制方法

20cm40cm

天线39dB45dB

天线+数字70dB76dB

天线+模拟72dB76dB

天线+数字+模拟78dB80dB

文献[6]以文献[4]的测试平台和参数设置为基础，进一步进行实验。针对带宽为10MHz

的WiFi信号，射频抑制效果最大为35dB，数字抑制效果最大为31dB，射频与数字的联合效

果最大为36dB。

（3）加州大学

加州大学提出MIMI-OFDM系统中时域射频信号在发射端进行波束赋形的方法，相比传

统频域波束方式，可以消除OFDM符号中CP部分的干扰，测试显示全双工干扰信号在30MHz

带宽上达到50dB的衰减。

加州大学提出一种缝隙环双极化天线，在70x70cm尺寸下两个天线之间隔离度达20dB。

加州大学利用安捷伦仪器搭建实验设备，实验环境为暗室，暗室无多径，空中接口为无线

传输，测试验证在2.4GHz频率、30MHz带宽下，射频域干扰抑制能力达47~50dB。文献[7]

采用两种结构，即单节点收发天线分离(1发1收)和单节点收发同天线(收发支路采用环形器进

行分离)，分别验证了时域发射波束成形射频域自干扰抑制方法，针对30MHz带宽的信号，干

扰抑制能力如表2-2所示。

表2-2加州大学全双工实验结果

抑制前抑制后总抑制

天线方式

干噪比干噪比能力

收发天线分离76dB26dB50dB

收发共天线72dB25dB47dB

（4）其他研究机构

坦佩雷大学采用收发天线分离方案，天线间距为20cm情况下，自干扰抑制能力达30dB，

不会引入相位噪声。坦佩雷大学在直接耦合射频自干扰重建架构基础上，通过增加额外的接收

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通道对每个抽头副本信号和射频对消后反馈信号进行数字化，利用数字域算法产生每个抽头的

矢量调制器对应的调制信号，形成自动快速跟踪信道变化的闭环射频自干扰抑制系统。并进行

了实验验证，收发天线隔离度为20dB，采用频率为2.46GHz、带宽分别为20MHz/40MHz/80MHz

的LTE信号，射频域自干扰抑制能力分别达48dB/45dB/41dB。

俄亥俄州立大学提出模拟基带自干扰对消技术，将一路功放输出提取的副本信号作为射频

域自干扰重建和对消外，将另一路功放输出提取的副本信号再下变频到模拟基带，进行重建，

并与经过射频自干扰对消和下变频之后的接收信号相加进行模拟基带自干扰对消。测试采用

2.9GHz~3.4GHz频率、500MHz带宽内瞬时带宽80MHz的信号，空域自干扰抑制达30dB，射

频域自干扰抑制达30dB，模拟基带自干扰抑制达20dB，数字域自干扰抑制达20dB，总的自

干扰抑制能力达100dB。

纽约大学MichaelE.Knox等人提出单天线全双工方案，使用一个圆极化双馈源贴片天线，

并使用两个90°正交网络和两个环形器组成的平衡网络来实现自干扰抑制，该方案在

900~930MHz频段下，实现40dB的空间隔离。

弗吉尼亚理工大学测试6m收发天线垂直间隔条件下，80MHz带宽情况下，天线隔离达

85dB。弗吉尼亚理工大学在3x3全双工结构下，通过射频域数字自干扰抑制技术，采用20MHz

带宽的OFDM信号，自干扰抑制能力达35dB。

麻省理工学院林肯实验室利用发射端波束赋形技术发送信号，通过MMSE准则对信号进

行匹配滤波，获得自干扰抑制能力达45dB。

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参考文献

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InternationalConferenceonMobileComputingandNetworking(MobiCom2010).2010:1-12.

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[3]D.BharadiaandS.Katti,“FullduplexMIMOradios,”11thUSENIXNSDI,pp.359~372,Seattle,USA,Apr.

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[4]M.DuarteandA.Sabharwal,“Full-duplexwirelesscommunicationsusingoff-the-shelfradios:Feasibilityand

firstresults,”Asilomar2010,pp.1558~1562,Florida,USA,Nov.2010.

[5]WARPLabframework./trac/wiki/WARPLab.

[6]M.Duarte,C.Dick,A.Sabharwal,“Experiment-drivencharacterizationoffull-duplexwirelesssystems,”IEEE

Trans.WirelessCommun.,vol.11,no.12,pp.4296~4307,Jul.2011.

[7]Y.Hua,P.Liang,Y.Ma,et.al,“Amethodforbroadbandfull-duplexMIMOradio,”IEEESignalProcess.Lett.,

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[8]焦秉立,马猛,“同时同频全双工技术浅析,”电信网技术,2013年11月,pp.29~32.

[9]软件无线电平台uSDR详细参数,/tangyouxi/.

[10]Z.Zhang,Y.Shen,S.Shao,etal.,“Fullduplex2x2MIMOradios,”6thWCSP,pp.1~6,Hefei,China,Oct.

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三、CCFD应用模式

CCFD技术将通信节点发射信号和接收信号设置在同一频率和同一时隙上，其效果是将通

信的带宽效率加倍，而代价是通信节点的发射机信号直接泄露至接收机，导致了发射机对接收

机的强大干扰，即所谓的自干扰。

CCFD可以实现2倍的频谱效率增益，被认为是继MIMO技术以来，唯一具有高频谱效

率增益的技术。然而，由于自干扰远远高于接收机通信信号，我们需要将自干扰消除到噪声功

率之下，这将面临的很大技术挑战。它的收益巨大，同时挑战也是巨大的。因此，其应用必

将综合需求和难度两个因素而发展。

从产业规模上看，未来6G天地一体化通信规模将远远超出了现有规模。因此，有CCFD

带来的更新换代受到极大重视。由于现有网络比较成熟，CCFD将迅速进入应用阶段，并为我

国通信事业占据领先地位发挥关键性作用。

1、在移动通信中的应用模式

（1）移动通信中CCFD中继模式

在移动通信系统中，中继器是一种网络设备，用于增大网络信号的传输距离，其主要原理

是将网络信号放大后再进行转发。具体来说，中继器会接收来自信源设备的信号，并放大其信

号强度，然后将信号转发给信宿。

随着频率资源的匮乏，新增的5G系统不得不采用更高的频率来承载通信信号（例如：3GHz

以上），由于高频率电磁波绕射性能较弱，因此，基站覆盖盲点增多，特别是对室内用户的覆

盖。中继在通信网络可以起到信号桥梁作用，是改善网络覆盖的有效的方法之一。在这种情况，

全双工中继是最好的选择。其原因在于，用户和基站无需改变频率和时隙分配，而且中继的接

入理论上不会增大系统多址干扰。

图3-1全双工中继在5G场景中的应用

图3-1给出了一种用于室内外信号联接的中继场景，描绘出室内5G信号强度不足的状况，

并提出利用全双工中继器来增强信号的策略。中继器的作用是把基站发射的信号同频转发给室

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内用户，而室内用户的信号则利用中继转发给基站，鉴于5G采用的高频信号在空间衰减较快，

导致其穿透建筑物能力有限，室内5G使用体验常受信号弱和速率下降的影响。所呈现的图示

中，全双工中继器的接收天线同时吸收来自5G基站的信号并向室内传递。然而，这一过程中

需面对室内发送天线造成的自干扰挑战。得益于墙壁的隔离效果，一定程度上可提升自干扰的

抑制能力，使得在此种环境下部署全双工中继成为可能。

随着对自干扰抑制技术的探索和5G网络的进步，全双工中继预计将扩大室内信号覆盖范

围，使高带宽应用如虚拟现实、增强现实及高清视频流等得到更好的支持，为用户带来更加丰

富多彩的数字生活及工作体验。

（2）移动通信中CCFD半双工的混合模式

在移动通信系统中，基站覆盖范围大，并且与移动站之间的通信信道在频域和时域上呈现

选择性衰落，信号的路径损耗达到80-100dB，多径衰落达到30dB。当一个节点接收信号越微

弱时，实施CCFD自干扰消除难度越大。在技术尚未达到完美的情况下，选择条件适合的时

隙/频点（子载波）实施CCFD通信，而在其他情况下退回半双工通信是个很好的选择。图3-2

（a）和(b)分别给出了基于带宽划分和时隙划分的混合工作模式，此时频谱效率增益在1到2

之间。

(a)基于带宽划分的混合双工模式

(b)基于时隙划分的混合双工模式

图3-2混合双工工作模式示意图

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（3）移动通信中CCFD组网模式

移动通信系统中CCFD组网具有极大的挑战性,特别是上行信道的双工干扰尤为严重，多

数情况下来自邻基站B2B干扰功率甚至高于本小区边缘用户信号30dB。图3-3中箭头标注了

一个小区遭受周边6小区B2B干扰的情况。

图3-3多基站B2B干扰示意图

解决B2B干扰方案分为如图3-4(a)(b)所示的两个步骤：

步骤一：把基站发射机和接收机的天线在空间上分离，其中基站发射机天线放置在小区中

心，采用多个接收机天线分布在小区内。

步骤二：每个基站接收天线采用阵列天线，利用自适应算法实现波束成形。

图3-4阵列抑制B2B自干扰示意图

将基站发射天线与接收天线阵列空间分离的目的是，利用信号路径损耗降低本小区基站发

射机对其接收机的干扰。而接收机采用阵列天线的目的如下：

利用阵列形成波束的多个零点抑制本小区和邻小区B2B的干扰。提高接收增益，由此降

低CCFD移动终端的发射功率，减轻自干扰消除负担。

另外，一个小区使用多个接收阵列的目的是，防止有本小区上行用户恰好处于一个基站天

线阵列的波束零点方向，因而无法接收移动终端的信号。

图3-4表示接收天线阵列同时抑制7个基站干扰的示意图，其中CCFD基站使用了3个接

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收天线阵列，每个接收天线阵列阵元数大于7，并且每个阵列形成的零点对准7个基站，以消

除它们之间的B2B干扰。接收天线阵列的波瓣用于接收移动终端的信号。特别需要指出的是，

在抑制B2B干扰的同时，还可以利用其指向性提高接收移动终端信号的增益[4]。

按照自适应阵列理论，一般而言使用N根天线的阵列可以抑制来自N-1个不同方向的干

扰。如果抑制19个小区干扰，则需要20根天线阵元组成的阵列。

2、低轨CCFD卫星通信

进入本世纪以来，通信界最为引人注目的是，全球对低轨卫星通信的发展，并且迅速形成

了抢占空间和频率资源的争夺。

2004年美国CommercialOrbitalTransportationServices（COTS）推动航天商业化。计

划将美国NASA航天先进技术进行有组织的成果转化，成为开启美国航天事业发展的根本动

力，即：利用民营资本迅速占领空间和频率资源，及占领卫星通信服务市场。在这个过程中

NASA扮演两个角色。一方面，不断挑战航天发展中新出现的困难，以保证其全球领先的地位。

另一方面，它将已经基本成熟的技术以低价格转化给商业公司，发动民营资本抢占空间和轨道

资源。NASA在放下低端技术的包袱，以求以更快的速度重点攻关新技术和新的应用。其中

SpaceX是成功典范之一。

2014年中国政府开始推动低轨卫星商业化的迅速发展，时至今日，民营航天事业得到颗

蓬勃的发展。至2022年，国务院、工信部和地方政府发布了一系列发展新一代通信技术等重

要文件。

中国民营企业从火箭发射到卫星运营已经构成了完整的产业和商业链条。而中国星网公司

的成立将会以更大力度推进我们航天事业的发展。随着一箭多星技术及火箭运载成本的大幅度

下降，覆盖地球全域，特别是对于至今仍无移动网覆盖的80%区域，卫星互联网通信形成了

巨大的优势。实现这一覆盖最具性价比的通信系统设置方案为1.2万颗星。为此，中国、美国、

欧洲、俄罗斯、日本等加快推进低轨星座计划。

可以看到，CCFD非常适合在低轨卫星通信中发挥。首先，长期以来卫星通信频率资源处

于极度匮乏的状态，CCFD将发射信号和接收信号设置在同一频点和同一时隙上，在给定通信

速率条件下，它将通信频段缩小一倍，其次，在给定通信带宽的条件下，它将双向通信速率提

升一倍。前者更利于避让卫星之间的相互干扰，后者使得一颗CCFD卫星具有两颗传统卫星

的通信能力。

其次，目前CCFD技术已经达到了低轨卫星通信的要求。以海拔高度为600公里为例，

在俯仰角为情况下，通信距离大约在2000公里范围内。在使用12dB增益的星载天线和

�

40dB增益的±地1面5站天线情况下，星载CCFD自干扰消除能力只需125dB以上。而星对地面的

覆盖直径大于500公里。北京大学与中国空间技术研究院西安分院初次研究开发了低轨卫星对

地面的关键技术。新近与浙江时空道宇科技有限公司联合研制的两套5.8GHz与7.025GHz设

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备已经通过地面20km测试，经第三方权威机构测试，结果表明均已达到了实际低轨卫星与地

面通信的要求。

实现低轨卫星通信突破，对CCFD进一步扩展到在飞艇、飞机和无人机具有推动作用。

原因是，这类通信具有如下共同基本特征：（1）通信信道简单，信号环境相对干净，（2）移动

通信平台辅助设施完善（3）便于布放阵列天线，（4）地面覆盖面积大。

可以预见，在高空平台上实现CCFD将是6G系统最先突破点，让我们期待它的成功。

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四、同频自干扰技术

1、系统

（1）系统架构

现有全双工中继系统的系统架构可以按照以下三个层面划分：天线类型，中继方案和空间

数据流数量。如表4-1所示。

表4-1全双工中继系统架构划分

分类方式类型

分离式天线

天线类型

共享式天线

放大转发方案（AF）

中继方案解码转发方案（DF）

压缩转发方案（CF）

单入单出（SISO）

空间数据流数量

多入多出（MIMO）

全双工技术的实用化进程中，面临的问题和技术挑战包括：大功率动态自干扰信号的抑制、

多天线射频域自干扰抑制电路的小型化、全双工体制下的网络新架构与干扰消除机制。

采用基于平衡网络的消除架构[3]，其电路设计方法呈现对称的结构。此种方法通过使两

路干扰信号等幅反向，来实现自干扰的消除。

图4-1平衡网络自干扰消除架构

如图4-1所示，平衡网络架构利用正交混合模块和环形器将发射信号分为两路等幅相位相

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差90的信号，并在天线端将它们朝向空间辐射，此时，仅有少量的信号会反射回来。反射信

号被环形器传输到第二个正交混合模块中，得到等幅反向的反射干扰信号，经过叠加后能够互

相抵消。总体而言，平衡网络架构技术可以有效解决自干扰向传播过程中产生的干扰问题。

电平衡双工器是一种四端口器件，通过矢量模式匹配技术实现收发信号的分离。这种技术

最初用于隔离有线电话中的发送和接收语音信号[4]，现在可广泛应用于移动通信、卫星通信

等领域。在全双工单天线结构中[5]，可以用于隔离同频的收发信号，抑制自干扰信号。电平

衡双工器的四个端口P1~P4分别连接发射端、天线、接收端以及阻抗匹配端。在端口P1进入

的发射信号，经过一次绕组形成两路信号，一路经过P2端口天线发射出去，另一路进入P4

端口，通过改变P4端的平衡阻抗，可以得到等幅反相的两路信号，从而可以在P3端口隔离

发射信号，实现单天线收发信号的隔离。

该装置因其可靠性高、能有效地消除反射干扰等特点，目前已广泛应用于全双工通信领域，

尤其在一些高速率的数据无线传输系统中得到了广泛应用。其中，变压器抽头比、磁通量以及

链路阻抗匹配等参数都是影响电平衡隔离器性能的关键。

图4-2电平衡隔离器消除架构

定向耦合器也可以作为单天线的收发隔离器[6]，具体结构如图4-3所示。定向耦合器的

四个端口P1~P4分别对应发送端、天线、接收端以及反射端，发射信号通过P1传输到P2天

线端进行发射，同时P3接收端会收到P2的反射信号以及P1端因隔离度有限的耦合发射信号。

通过改变P4端口的反射系数，得到与上述干扰信号等幅反相的抵消信号，反射到P3端，实

现单天线的同频收发信号的隔离。

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图4-3定向耦合器自干扰消除架构

前面提到的全双工天线设计都不属于宽带天线的范畴，在天线设计领域，一些与频率无关

的天线也被提出用于全双工通信场景。文章[7]提出了一种基于螺旋天线的全双工天线设计。

在文中，通过将两组相对的螺旋臂配对到各自的Tx和Rx通道，如图4-4所示。螺旋的对称

性和两臂之间180°的相位差使得信号在螺旋臂的端口处抵消，从而在Tx和Rx通道之间产生

理论上无限大的隔离度。当然受限于材料以及制作工艺，实际上隔离度不会无限大，文中提出

的设计实现了不小于50dB的收发隔离度[8]。

图4-4基于螺旋天线的全双工天线设计

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（2）全双工系统的自干扰抑制技术

全双工系统的关键问题在于基站间和终端间交叉链路干扰的规避和抑制以及基站内自干

扰的抑制，包括同运营商内部的干扰，不同运营商之间的干扰（5G白皮书）。也可归纳为如下

问题：

1）自干扰问题严重。收发天线在一个设备上同频同时收发的必然结果，自干扰信号远远

大于接收的有用信号。

2）自干扰难以完美消除。实际中射频硬件的非线性、对子信道和接收SI信号的估计误差、

各种消除技术的不完备等许多因素都会影响SI效果，无法完美消除。

3）增加了用户间干扰。因为所有的邻近节点都同时发送,用户间干扰的数量几乎增长2倍，

每个节点处的总干扰也有所增加。

4）增加了消耗功率和复杂度。每个节点需要拥有额外的器件来消除SI和用户间干扰，无

疑会消耗更多的功率和资源。

从设备层面来看，全双工的核心问题是本地设备自己发射的同时同频信号（即自干扰）如

何在本地接收机中进行有效抑制。涉及的通信理论与工程技术研究已在业界全面展开，目前广

泛采用的同时同频全双工自干扰抑制技术主要可以分为三大方面：空间域、模拟域以及数字域

的自干扰抑制。空间域自干扰抑制是指通过天线布置等方法提高收发通道的隔离度，实现对自

干扰信号的抑制，主要方法包括发射和接收（TR）分离、电磁波隔离和天线模式分集。模拟

域自干扰抑制是利用发射机基带或者射频自干扰信号作为参考源，在接收机射频前端产生模拟

自干扰信号的副本并进行抵消。数字域自干扰抑制是利用数字自干扰信号作为参考源，在接收

机数字域估计自干扰信号的多径信道、非线性特征等参数并抑制。目前形成了空域、射频域、

数字域联合的自干扰抑制技术路线，20MHz带宽信号自干扰抑制能力超过了115dB。一种典

型的自干扰抑制路线如图4-5所示。

图4-5典型的同时同频全双工自干扰抑制架构

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随着全双工自干扰抑制技术的逐渐成熟，全双工技术在中继系统中的应用成为后续的研究

热点之一，典型的全双工中继系统如图4-6所示，自干扰消除仍是核心技术。

图4-6典型的同时同频全双工中继系统

解决了自干扰，也就是单个基站自己能正常工作了，但实际部署时不可能仅有一个基站一

个终端，而是多个基站要组成网络，同时服务多个不同的终端。这就涉及到更为棘手的问题：

交叉链路干扰。交叉链路干扰的消除，就需要设计对应的干扰测量机制，做到知己知彼，并传

递已知的干扰特征，然后再通过波束零陷、干扰抑制合并等技术进行干扰消除。这个过程比单

个基站内的自干扰消除要复杂，目前业界还在研究中。为了能顺利地迈出第一步，我们应该由

易到难，循序渐进（技术路线）。首先，可以在类似智能工厂的室内有限区域部署子带全双工

微站，功率较小，和室外宏站的隔离相对容易一些。后续，再考虑多个子带全双工基站之间的

组网，最后尝试去解决子带全双工宏站和现网大下行宏站之间的组网。随着组网干扰问题解决

的进展，产业生态也将顺理成章地成熟。

（3）全双工系统的组网技术（中继选择，资源分配等）

从组网层面来看，全双工释放了收发控制的自由度，改变了网络频谱使用的传统模式，将

会带来网络上用户的多址方式、无线资源管理等技术的革新，需要与之匹配高效的网络体系架

构。业界普遍关注和已经初步研究的方向包括：全双工基站与半双工终端混合组网的架构设计、

终端互干扰协调策略、全双工网络资源管理、全双工LTE的帧结构等。在过去对全双工技术

的研究中，更多侧重物理层的自干扰消除。随着物理层技术的逐渐成熟，从系统角度MAC层

和网络层技术已经成为全双工系统应用的关键，这里涉及如何与现有多址方式相结合、多中继

选择、功率分配和分簇与路由等。

（4）全双工系统的物理层安全技术

目前多采用上层加密算法来实现无线通信安全。该方法是基于窃听端计算能力较弱，即破

译窃收到信息所需要的时间和资源消耗对于窃听者来说是无法承受的前提下，利用额外信道交

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换密钥来实现安全通信。近年来，随着移动通信和计算机技术的快速发展，利用加密算法保障

无线通信安全性能受到极大影响。相比之下，在香农信息论的理论框架下，物理层安全技术可

利用无线通信中合法用户和窃听用户信道的差异性、信号叠加、存在干扰和噪声等特性实现可

靠的不依赖密钥的无线安全通信。物理层安全技术成为近年来无线通信安全领域中比较活跃的

研究方向。按照所实现的功能进行划分，物理层安全包含两个重要方面，一是通信信息的保密，

二是用户的认证。波束成形和编码等技术被广泛应用到这两方面的设计与实现。现阶段物理层

安全技术主要有安全编码技术、多天线安全技术、以及协作干扰技术三类。

由于无线媒介的广播特性，无线通信本质上是不安全的。当窃听方位于发送节点的覆盖区

域内，无线通信会话便会被窃取。传统通信系统采用上层加密算法预防合法用户之间的数据窃

听，但在超级计算机无论是算力还是计算量都飞速突破的今天，依靠增加运算量来获得信息安

全的加密机制风险性越来越高。物理层安全技术从信息论的角度出发，利用无线信道的物理特

性来保证无线传输的安全性。1975年，Wyner在[9]中引入窃听信道作为物理层安全的基本框

架，并提出保密容量这一概念，保密问题涉及三个节点：发送端(Alice)、合法接收端(Bob)和

窃听者(Eve)，Alice希望在Eve无法译码的情况下与Bob进行通信。

人工噪声辅助安全是当前物理层安全技术中的一项重要研究类别，早期出现于文献[10]中。

该方法通过多个发射天线或合作节点生成人工噪声(ArtificialNoise,AN)，并注入到Bob的

MIMO信道的零子空间中，从而在不影响Bob信道的情况下削弱Eve的信道。然而，该方案

存在以下固有问题：(a)发送端需要Bob的信道状态信息(ChannelStateInformation,CSI)，向发

射机反馈CSI将占用一定的信道资源；(b)如果发射机获取的Bob的CSI存在偏差，则AN很

可能泄漏给Bob，从而降低其信噪比。当Eve试图扮演Bob并将自己的CSI反馈给Alice时，

该问题将更严重。(c)如果存在多个串通的Eve，或者Eve为多天线且天线数超过了Alice的天

线数量，则Eve可以在已知CSI的情况下计算并消除AN。

为克服上述问题，文献[11]提出了一种基于CCFD实现的新型人工噪声辅助安全方案。与

传统在发射端添加AN的方式不同，该方法中AN由合法接收者Bob产生，如图4-7所示。

Bob为全双工节点，可在接收Alice信号的同时发送AN以恶化窃听者的信道，同时该AN信

号对于全双工节点Bob已知，因此可以被抵消。该方法具有以下优点：(a)Alice不需要CSI，

无需反馈信道，从而节省了带宽资源，传统方案中CSI的不精确导致AN泄露这一问题也得以

解决，系统鲁棒性提高；(b)AN既可以由多个天线产生，也可以由单天线产生，与现有的必须

采用多天线发射机的方案相比更具有普适性；(c)该方法无需假设Eve的天线数小于Bob，即

使Eve上有大量的天线或者存在多个串通的Eve，由于他并不知道与Eve之间的CSI，所以

AN仍然很难被完全消除；(d)该方法可与发射机波束赋形方案相结合，进一步提高保密能力；

(e)该方法尤其适用于接收机性能优于发射机的情况（例如接收机为基站）；(f)当Eve与Bob距

离较近时，该方案效率更高。

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图4-7人工噪声辅助的安全通信

基于Wyner的安全容量概念可知，只要保证合法收信者Bob的信噪比始终高于窃听者Eve，

使系统的安全容量大于0，那么就能实现绝对安全的保密通信。在无线通信系统中，由于无法

保证在无线环境的任何位置，Eve的SNR都低于Bob，因此无法保证通信的绝对安全。因此，

文献[12]介绍了一种在有线系统中实现绝对物理层安全的通信方案，系统结构如图4-8所示。

图4-8有线安全通信系统结构

图4-8中Alice希望通过长为度为的导线向Bob发送信号，Eve在导线的处进行窃

听，有。该系统与传统通信系�统的不同之处在于，在�B(o�)b的接收机前端分�别加进了

一个AN0发≤生�≤器�和一个CCFD系统中所使用的干扰消除器，前者用于向线路中释放AN以干扰

Eve，后者用来消除Bob的接收机中混入的AN，使Bob顺利接收目标信号。

根据图4-8的释放噪声原理，北京大学设计并制造了双向通信的保密电话�(�，)该电话可以直

接与标准的电话交换机连接，使得窃听者无法窃取通话双方的内容。研制的电话机采用在信号

的接收端释放人工噪声，然而巧妙地利用了加强传统电话两线-四线转换的双工功能，在将双

向通信设置在载波频点分别为200KHz，400KHz，带宽30Khz，设计原理图见图4-9。

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图4-9保密电话设计原理图

Alice端发出的语音信号首先经过中继接口模块进行处理，然后通过AD芯片（AD9226）

将语音信号转化为数字信号，传输给FPGA（IntelCycloneV5CEFA5）进行处理。FPGA会生

产成伪随机序列，并将其上变频到高频载波处，同时将基带语音信号上变频到低频载波处，然

后将上变频后的语音信号和噪声信号按比例叠加。叠加后的信号经过DA芯片（AD9767）转

换为模拟信号，并通过硬件上的放大和滤波电路将信号转换为差分信号。最后，通过二四线转

换电路将差分信号发送给交换机。

图4-10保密电话实物图

保密电话实物图如图4-10所示。语音信号经过交换机发送到Bob端的过程中，差分信号

同样经过Bob端的二四线转化电路、放大电路和滤波电路将差分信号转化为单端信号。随后，

经过AD芯片采集并传输给FPGA进行处理。FPGA会对接收到的语音信号进行低通滤波处理，

去除叠加的高频噪声，并进行包络检波以恢复原始语音信号。恢复后的语音信号经过DA芯片

发送至用户接口模块，并最终到达Bob端。

Bob端发出的语音信号也会经过类似的过程到达Alice端。不同之处在于Bob端的FPGA

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将基带语音信号上变频到与Alice端噪音信号相同的高频载波处，而噪音信号则是上变频到与

Alice端语音信号相同的低频载波处，以确保在同一信道传输时语音和噪音仍然能够正常叠加。

同时，Alice端的FPGA会对接收到的语音信号进行高通滤波处理，以去除叠加的低频噪

声，并进行包络检波以恢复原始的语音信号，最终恢复后的语音信号会到达Alice端。试验结

果证实，可以完成40dB隔离度，实现安全保密语音通话。

2、环形器

卫星通信系统主要包括地面通信站和通信卫星，利用卫星作为中继站来转发无线电波，从

而实现两个或多个地面通信站之间的通信。发送信息时，发射信号经环形器送至天线，由大型

天线将微波信号定向发出，送至预定轨道的通信卫星，由卫星对信号进行中继传输，送至其他

地面通信站点。接收信息时，由其他地面站发送的信息，经由通信卫星中继，送至地面通信站

接收，接收信号从天线进入，经过环形器进入接收通道。卫星通信地面站天线都是以一定角度

对空放置，天线通常巨大，具有良好的定向性能，以最大限度的减小地面干扰信号的影响。但

由于天线存在副瓣，地面干扰信号会通过副瓣进入接收系统。

图4-11地面干扰信号抑制系统示意图

对此干扰信号可采用外加地面干扰接收天线的方法予以消除。该地面干扰信号抑制系统由

专利[1]给出，示意图如图4-11所示。主要包括环形器、收发天线、地面干扰接收天线、对消

信号产生单元、加法器等模块。其中环形器使信号单向环形传输，用于隔离发射与接收信号；

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收发天线是地面通信站发射与接收共用天线；地面干扰接收天线用于接收地面干扰信号；对消

信号产生单元包括滤波器、幅相调整电路、对消剩余检测等模块，用于产生与接收支路地面干

扰信号相似的对消信号，并完成对消剩余检测、对消信号自适应调整等功能；加法器用于完成

对消信号与接收支路地面干扰信号的对消。通过外加地面干扰接收天线提取地面干扰信号，并

将此信号送入对消信号产生单元，生成与接收通道中的地面干扰信号相似的对消信号，在接收

通道中完成对消，以消除地面干扰信号。同时，在接收支路建立了反馈电路，当对消信号与接

收支路中的地面干扰信号对消不完全时，对消剩余经接收支路提取，可自适应调整对消信号产

生单元，改善对消信号的输出，直到得出满意的对消效果。

环形器是一种被广泛用于射频领域、雷达系统以及卫星通信中的无源器件，它能够将高频

信号在多个端口之间单向传输，方向顺序固定不可反向。环形器通过静偏磁场实现其收发信号

之间的隔离功能，其能够使一个端口的信号仅朝着一个特定的方向传输，从而保护其它端口不

受到干扰。

环形器基于铁氧体旋磁材料的特性，能够实现高频信号的单向传输。当高频波场通过环形

器时，在恒定磁场下，铁氧体表现出旋磁特性，使得极化旋转的电磁波会在环形器中产生不同

的极化平面。通过合理的设计，可以使特定方向上的电磁波极化平面垂直于接地电阻性插板，

只有少部分能量被吸收，而与之相反的方向上两平面平行，大部分能量被衰减掉。利用这种原

理，可以实现在环形器中让信号只沿着一个方向进行传输。

图4-12环形器原理

在全双工的单天线收发结构中，环形器可以很好地利用单向传播的特性，实现收发信号的

隔离。在文[2]中，采用环形器作为单天线收发的隔离装置，如图4-12所示，三端口的环形器

分别与发射端口、天线和接收端口相连。在该结构中，发射信号可经由环形器传输至天线并发

射；而天线接收到的信号经过环形器耦合进入接收端口，其中包括发射信号耦合进入接收端口

中形成的自干扰信号。本文中，通过环形器实现了15dB的自干扰信号隔离。单天线环形器的

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隔离性能要低于天线分离的结构。

环形器的隔离度与加工工艺、信号带宽相关，在窄带宽指标时可以设计出隔离度更高的环

形器，但总体而言，环形器提供的隔离度难以突破25dB，限制了在同时同频全双工领域的应

用。

图4-13基于环形器的单天线架构示意图

磁性环形器体积偏大不易于集成，在过去的几年里，对非磁性循环器的研究激增。基于

CMOS的非磁循环器自诞生以来，其性能已经显著提高，新型的基于CMOS工艺的非磁性环

形器与传统磁性环形器之间的差距，尤其是是在线性和功率处理方面的差距，正在缩小，为单

天线同时同频全双工系统的小型化铺平了道路。

3、单天线CCFD终端

全双工系统的天线一般采用收发天线分离的结构。近年来也有一些研究使用单根天线进行

全双工收发的方法。此时需要一个三端口的隔离器将发射端口、接收端口和天线端口三者连接

起来，这种专用的隔离器通常叫做环路器（Circulator）。环路器的结构如图4-14所示，其中

端口1用来连接发射机，环路器允许该端口的信号通过1->2的通路传导给收发共体天线，同

时该天先接收远端的目标信号再通过链路2->3传到给接收电路。环路器对从端口1到端口3

的信号具有抑制作用，但抑制能力有限。测试表明，环路器一般可以提供15dB的干扰隔离能

力，这影响了环路器在CCFD系统中的应用。

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图4-14环路器自干扰消除方法

4、雷达发射信号的消除

同频自干扰抑制技术的研究始于上个世纪中期连续波（CW）模式雷达系统的需求，不同

于脉冲式雷达，CW模式雷达需要在发射连续波的同时接收反射信号，必须通过某种方式抑制

同频自干扰。从这个意义上说，连续波雷达与CCFD无线电系统非常相似。

5、全双工系统与毫米波MIMO的结合

按照所实现的全双工中继与毫米波技术的结合可以进一步提高系统频谱效率和覆盖范围。

全双工毫米波中继可以作为无线回程应用于由小基站组成的网络中。毫米波回程也应用在城市

环境中的毫米波中继辅助的回程网络中，在网络中连接不同的基站。目前在毫米波波段下的全

双工自干扰消除技术亟待发展，现有相关自干扰技术可以实现总计超过70dB的自干扰抑制。

除了传统微波系统下的直射路径（LineofSight，LOS）自干扰以外，毫米波的高增益天线波

束在经过散射后还会引起额外的非直射路自干扰。对于点对点全双工毫米波系统，可用近场传

播模型来描述直射路径自干扰，通过增加射频链路的数量，波束形成自干扰消除可以获得更好

的性能。

全双工和毫米波通信都是高能量消耗的通信方案。在60GHz下，毫米波系统的漏极效率

要比微波段2.4GHz更低，漏极效率仅有不到25%。此外，由于毫米波