螺栓与螺钉的扭矩试验机的设计和实现 机械制造管理专业

目录绪论 图1中Vout的纹波比较小，C的值需要取得比较大。当Vin小于Vout时，由储能电容C为负载R提供能量；当Vin大于Vout时，由Vin为负载R提供能量，并同时为储能电容C补充之前消耗的能量。从图1-1(b)中输入电压和电流的波形可以看出，Vin仅在其峰值处为负载电路提供电流。虽然Vin为正弦波形，Iin却呈脉冲状，波形畸变严重。脉冲波形中含有大量谐波，回流到电网中的谐波电流，会造成严重的谐波“污染”，其他电气设备造成的危害：当在输电线路上流过谐波电流时，电压降落于传输线的阻抗，电网电压因此得以发生畸变，影响其它电气设备的正常用电；输电线路故障引起的谐波电流的危害，电气设备。例如，流经一个传输线或变压器的谐波电流，会使传输线的加热和输电线路和变电站设备电热损伤；谐波电流影响用电设备本身用电。例如，电机，除了损失增加线的谐波电流，有额外的谐波转矩，使电机的机械振动；电压和电流的谐波之间的相位差越小，功率因数，降低发电，输电和发电效率。因为只有基波分量的平均电力系统谐波成分的增加，在没有电力系统发电，输电和消费的过程，而且还增加了额定容量的电气设备的要求；谐波电流使额外的谐波误差测量仪。谐波电流干扰的通信电路。在高频率成分的谐波电流，高频成分会通过电耦合影响通信电路，磁耦合等方式；自上世纪八十年代开始，这些问题已经引起了人们的重视，因此该技术的发展，以减少电流谐波，提高功率因数，以确保安全和可靠的电力网格。功率因数测量部分被测电路的电路图及一些技术指标因为是针对一种数字式功率因数测量电路并且要求能对LR串联电路进行功率因数校正的设计，从而要求本课题要完成以下要求和具体任务：功率测量电路如图1所示的数值（开关的打开和关闭）；用数字显示功率因数；图1L.R串联电路图1L.R串联电路

数字式功率因数测量的电路原理图图SEQ图\*ARABIC2数字式功率因数测量电路图24V的电压输入对电压取样0~5A电流输入电源电路对电流取样4位数码显示显示转换模块数据分析计算处理A/D转换模块数字式功率因数测量的电路分析原理流程图24V的电压输入对电压取样0~5A电流输入电源电路对电流取样4位数码显示显示转换模块数据分析计算处理A/D转换模块它的工作流程：通过AD转换输入后，判断到电压和电流的不同的过零点，再通过不同的时间的过零点来得到相位差。最后计算出功率因数。功率因数测量电路的一些主要电子器件芯片型：ATmega48V-10PU微电压互感器二毫安/可视化模型：spt204性能指标：额定输入电流2mA最大电流常通10mA额定0毫安的线性限制输出电流为10mA（Ri＜5%日）匝数比1:1的温度-50℃~65℃精度<1%相对湿度<90%相移小于20＇18A电流互感器电流互感器上的电阻R10K与二极管串联的大电阻电阻R110K4位数码管；整流二极管：耐压二极管；常用电容电阻。功率因数测量电路的分析由上面的电路图可分析：电压采集电路上的大电阻为110K，电压通过电阻分压，采用的是电阻分压得到。电流采集电路，通过电流互感器的电流，该电流转换成电压信号。 电源电路上的二极管是为了防止电源接反而损坏芯片，以此来达到保护芯片的作用。上面那块是芯片及其外围电路。测量电路芯片atmega48v-10pu性能高且功耗低的8位AVR®微型处理器。先进的RISC。结构131条指令大多数指令的执行时间为单个时钟周期32x8通用工作寄存器全静态操作，只需两个时钟周期的硬件乘法器。非易失性的程序和数据存储器。对系统编程的实现程序，真正的读写操作。256字节的EEPROM（方式），清除：100000次512K字节的片内SRAM(ATmega48)可以对锁定位进行编程以实现用户程序的加密。外设特点。两个具有独立预分频器和比较器功能的8位定时器/计数器。有独立片内振荡器的可编程看门狗定时器。引脚电平变化可引发中断及唤醒MCU。微控制器的特征。可编程的掉电检测还有能上电复位。中断源通过校准的片上振荡器的片上/下。省电模式，掉电模式，空闲模式，其噪声抑制模式和待机模式五是一个睡眠模式。I/O口与封装。23个可编程的I/O口线28引脚PDIP,32引脚TQFP与32引脚MLF封装工作电压:ATmega48V：1.8-5.5V。ATmega48：2.7-5.5V。工作温度限度:40°C到85°C之间。工作速度等级:ATmega48V:0-4MHz@1.8-5.5V,0-10MHz@2.7-5.5V。和非常低的功率消耗。普通模式：1兆赫，1.8V：240μ一；32kHz,1.8V:15μA(包括振荡器)掉电模式:1.8V，0.1μA。测量电路芯片ATmega48V-10PU的各引脚功能说明VCC：数字电路的电源。GND：地。端口B(PB7..0)XTAL1/XTAL2/TOSC1/TOSC2：端口B为8位双向I/O口，并具有可编程的内部上拉电阻。端口C(PC5..0)：端口C为7位双向I/O口，并具有可编程的内部上拉电阻。PC6/RESET：RSTDISBL位被编程时，可将PC6作为一个I/O口使用。最小脉冲宽度在P38Table20中给出。持续时间不到最小脉冲宽度的低电平不会产生复位信号端口D(PD7..0)：端口D为8位双向I/O口，并具有可编程的内部上拉电阻。AVcc：AVcc为A/D转换器的电源。当引脚PC3..0与PC7..6用于ADC时，AVcc应通过一个低通滤波器与Vcc连接。不使用ADC时该引脚应直接与Vcc连接。PC6..4的电源则是由Vcc,提供的。模拟参考输入引脚阿雷夫：ADC阿里夫这脚。ADC7..6(TQFP与MLF封装)：两个10位A/D转换器的输入口为TQFP与MLF封装芯片的ADC7..6引脚，它们的电压由AVCC提供。多路输出直流稳压电源电路的设计（采用5V）本课题测量的电源电路我采用的是它DC5V图SEQ图\*ARABIC3多路输出直流稳压电源的电路图多路输出直流稳压电源电路。变压器输出12V交流电，整流桥整流，电容两级滤波。电容的耐压最小要近20V。我们选用50V的。7912,7812稳压管输出12V正负电压。LM2365V稳压。R7的电阻1K，电容C2，C5整流滤波电容器，脉冲波形滤波整流直流电压纹波纹波很小，它有一个接点容量负荷，一般来说，较重的负荷即负载越重电容C的值规格要越大。C6，C7为负载电路退耦电容，它对负载提供一个端距离的本地回路，防止自激震荡。其数值与负载工作方式有关。在焊接完直流稳压电源的电路后，我用万用表测量它的供电电压稳定在4.98V。由于我的测量电路上的电源电压不能超过5V，所以基本上达到了5V的技术指标。功率因数校正部分无源PFC校正技术它是一种由一些无源器件如二极管、电感、电阻和电容等构成的校正电路，不是使用晶体管等一些有源器件所构成的。

目前国内电视设计更大功率的电视，再加上一个电感之间的桥式整流滤波电容器（适当的电感），平滑电容器充电波的原理是利用强脉冲的电感不能改变电流实现的特点来达到设计的具体要求。为了使功率因数，EMC和EMI的改进，可以提高电源线的电流波形畸变，导致对电感电流的滤波电容电流超前电压补偿的电压特性。这种方法还不能称为无源PFC电路实现，只是一个简单的补偿措施，可以使用。之前把简便的适当选取好的L和C的值的合适电感添加到以前具有无源PFC功能的配置装置上，从而达到具有抑制电流瞬时突变的目的；但这是一个简单的，低成本的回收方法，由于其大的输出纹波的直流电压，滤波电容器的低电流失真校正和功率因数补偿容量减少。但在现实中的绕组和核心控制质量不受影响，波动太大，将严重的图象和声音的干扰，只能是相比以前的非PFC装置可以进入市场暂时的方式。总的来说，无源PFC技术在现实中的实用性还是很强的但是，有些时候会受到一些外界坏境的干扰从而让它在测量时产生不太容易。而且无源PFC技术简易可行同时投资下去的成本也相对其它一些校正技术要低点。无源功率因数校正技术理论的大致电路:图SEQ图\*ARABIC4电感串联电容电路图图SEQ图\*ARABIC5并联电容电路图功率因数自动动校正的大致方案及主电路以L6562为核心设计了一种固定关断时间的新颖PFC电路，它的主要特点就是固定了MOSFET的关断。芯片的工作频率可以自动调整，另外，它的某个管脚有一个高的钳位电压（Vclamp）和一个低的触发电压（Vtrigger），再利用芯片的PWM信号就可以实现固定关断时间控制。我们把具有这样特性的管脚定义为管脚A，输出PWM信号的管脚定义为管脚B。下面介绍这种固定关断时间控制方法的工作原当管脚B输出高电平时，二级管D就正向导通，通过R1快速给电容C2充电，因为管脚A有一个钳位电压，所以电容C2就会被钳在管脚A的钳位电压；当管脚B输出低电平时，二级管D就反向阻断，此时电容C2就通过R2放电，一直到电容C2上的电压等于管脚A的触发电压时，管脚B就会由低电平变为高电平，电容C2将重新被充电至。管脚A的钳位电压。根据上面的分析，开关管的关断时间就由电容C2和电阻R2来确定，因此，只要电容C2和电阻R2的大小确定，那么电容C2的放电时间也就确定，也就是开关管的关断时间就确定了，这样就可以控制关断时间图SEQ图\*ARABIC6主电路图功率因数手动校正电路的采用对于我这个部分的功率因数校正电路的设计模块来说，刚开始的要求是要实现数字式功率因数测量电路并且要求能对LR串联电路进行功率因数校正的设计，从而使被测电路中的功率因数自动校正为0.9和1两种状态。但是考虑到要求有点高及有点难度以及有些材料的局限性以及时间的紧促。到后面的手动修正方案可行性还是比较高，提高了电路的功率因数直接采取使用。手动校正的电路方案采用的是电感串联电容的方法。如下图所示:电容上串联着一个可调电感，但是实际中测试中这没有可调的电感。所以，我在变压器的两侧并联了一个电位器，通过调节电位器的转度来改变电压来改变模式管上的等效电阻最后来改变电感量。以此来达到改变电感的目的。从而实现了对该被测电路的功率因数的手动校正。图SEQ图\*ARABIC7电感串联电容电路图用L6562组成的两种功率因数校正电路用L6562组成的两种功率因数校正电路如图5和图6所示。图5输出为直流电压400V、250W，图6输出为直流400V、80W。带磁芯EE25x13x7升压变压器（类型3c85，和PC30），小学20×0.1mm股漆包线绕105匝，电感0.7mh，侧三漆包线绕11圈，每边约匝数为10:1，核心为1.5mm间隙。其它元件参数均示于图中。图SEQ图\*ARABIC8在输入电压过零附近输入电流的交越失真波形图图SEQ图\*ARABIC9~265VL6562输入85，输出功率为250W功率因数校正电路图SEQ图\*ARABIC10所形成的~265VL6562输入85，输出功率功率因数校正电路图L6561功率因素校正芯片L6561是L6560改进型版本，有近似理想化的乘法器，能在较宽的输入电压(85～265V)下工作，芯片采用BCD工艺技术制造，有许多突出的特点，具体表现在以下几个方面：微小的启动电流509A；典型的工作电流仅4mA；芯片上设置电流检测滤波电路，外部无需RC低通滤波网络；增加了控制电路，避免无载条件下或半功率状态下发生失控现象；精确可调的输出过压保护；内部参考电压为2.5V精密度高，25℃1%；图腾柱输出，最大电流±700mA；工作温度范围宽(-25～150℃)。由于使用L6561功率因素校正芯片输出端要接一个大电容，所以输出为平滑的直流电，而本方案则要实现输出脉动的直流电，所以不适合。如果要使用本方案，逆变电路要选择SPWM波进行逆变，这样就增加了成本。在此基础上，又采用桥式整流加标准Boost升降压变换器。升降压电路的输入电流等于升压电感电流，因此可以通过控制电感电流跟踪输入电压变化来降低输入电流畸变，使功率因数近似到1。桥式整流加标准Boost升降压变换器的相关知识升降压斩波器，另一种叫法是Buck-Boost变换电路，其输出电压平均值可大于或小于输入直流电压，输出电压与输入电压极性相反。由于电压调节范围大，因此应用比较广泛。在降压-升压转换器电路，用的开关，第一电感储存的能量，然后由电感向负载释放。在Ton期间，开关S导通，二极管VD反偏而关断，电容C向负载提供能量。在Toff期间，开关S关断。之所以L上产生上负下正的感应电动势是因为电感L中的电流不能突变而引起，当感应电动势大小超过输出电压Uo时，二极管VD导通，电感经VD向C和R反向放电，使输出电压的极性与输入电压相反。一些电子器件的选择电阻的选择由于我进线接的是调压器，选用的是24V交流电，所以在被测电路上的电阻选的是10欧50瓦的功率电阻，与它串联的是一个12欧的150瓦的功率电阻。而在测量电路上电压采集电路上这模块上采用的是大电阻为110K，因为电压要通关电阻分压而得到电容的选择电容器的基本作用是充电与放电，但由这种基本充放电作用所延伸出来的许多电路现象，使得电容器有着种种不同的用途，这许多不同的用途，虽然也有截然不同之处，但因其作用均来自充电与放电。220V交流电经过整流后，由于整流后波形会有失真，所以需要在整流电路后加一个电容进行滤波，同时还要保证功率因数，波形不能滤平，由于接入的电压为220V，整流之后为311V左右，因此选择的耐压也要高于311V，因此可以选择耐压400V的滤波电容473。升降压电路的输出端，因为要保证脉动的直流电，所以电容的选择不能太大，但也要保证良好的滤波效果，在实际电路中选择耐压400V的滤波电容1Uf。二极管的选择明显的单向导电性是整流二极管的一大特点，硅整流二极管的特征是击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好。该器件的能通过较大电流（可达上千安）是由于截面积较大，但工作频率不高，一般在几十千赫以下。由于整流电压为220V，实际电路中选择的整流二极管为耐压为600V，电流为10A。而在升降压电路开关控制部分，当MOSFET接通时，半导体二极管相当于开关在打开状态，使电路断路，当MOSFET断开时，半导体二极管相当于开关处在关闭状态，使电路保持通路。升降压电路的控制电路选用的频率为20KHZ左右，理论上应该选择快速二极管。而在实际电路中，当电压上升时，快速二极管会发热，所以最好选择超快速二极管。测试结果与校正后的电路功率因数功率因数的测试及校正结果，参照被测电路图来进行如下分析：当开关S闭合时，电感被短路所以此时的电路变成了纯电阻电路此时数码管上的显示为1，即此时测得的功率因数为1.还有当负载上接纯电感电路时，即接了一个比较大的电感，此时测得功率因数为0.51左右，而理论上计算得到的功率因数应该为0.当给电感串联一个12欧100瓦的可变电阻时，此时测得的功率因数为0.70。而理论上应该0.71左右。当开关S断开时，测量此时的带电感的电路，测得此时的功率因数为0.68。而理论上由公式计算可得。功率因数=电阻值除以总的阻抗值。而总的阻抗值是=电阻值的平方加上感抗值得平方开算术平方根。而感抗=2πLF。而该被测电路各个数据如下电阻值R=10+10=20欧，电感=12毫亨，所以计算得总的阻抗值的平方=20²+（2*3.14*50*0.012）*²=414.2114。所以功率因数就=20除以(20*²+414.2114)的算术平方根=0.7009。由上面的测量可见功率因数相对来讲还是比较低的。校正时通过改变电压来改变磁饱和来调节电感，同时调节滑动变阻器的电阻来改善该电路的功率因数。由理论上可得当电阻值与感抗值相等时，此时功率因数角为45度。所以此时的功率因数为0.707左右。当我把滑动变阻器上的电阻值变为2欧，所以此时的总电阻为12欧，而电感加大调到了20亨。此时的感抗计算出约等于6欧姆。此时理论上功率因数计算可得144除以180的算术平方根。得到此时的功率因数为0.8944。而校正后所测得的功率因数为0.89，接近于0.9。当用手动校正的方法来校正时，可以将功率因数校正到0.99左右。理论上由于电路上负载的波动性，功率因数不可能达到1。所以在调试时很难达到。结论本课题的研究是要求设计一种数字式功率因数测量电路并能对所给定的电路进行功率因数校正。测量任意负