现代电力电子电路 课件 第1-5章 绪论、光伏并网逆变器拓扑与控制- 电力电子变压器

现代电力电子电路·ModernPowerElectronicsCircuit第1章绪论目录1.1电力电子技术的定义1.2电力电子电路1.3电力电子技术的应用电力电子技术的定义电力电子技术：采用半导体功率器件及电感、电容、变压器等无源元件对电能的电压、电流、频率和波形等进行高效变换的技术。1957年，美国通用电气（GE）公司研制出世界上第一款商业化晶闸管［Thyristor，又称可控硅整流器（SiliconControlledRectifier,SCR），简称可控硅］产品，通常将它称为电力电子技术的诞生标志。1947年，美国贝尔实验发明了晶体管（Transistor），首次实现了通过半导体器件用弱电控制强电。电力电子技术的定义1973年6月，在美国召开的IEEE电力电子专家会议（PowerElectronicsSpecialistsConference,PESC）上，美国西屋（Westinghouse）电气公司的WillaimE.Newell博士首次给出了电力电子技术的定义，即电力电子技术是电子、电力和控制的交叉，并用倒三角进行表示。WilliamE.Newell博士给出的电力电子技术定义电力电子技术的定义2013年，国际著名电力电子专家李泽元教授在“OnaFutureforPowerElectronics”一文中指出，电力电子技术是多学科的交叉，包括功率器件、功率变换电路、控制理论、无源元件、封装、电磁环境影响、热管理、加工制造等。

李泽元教授给出的电力电子技术涉及的学科电力电子电路电力电子电路是电力电子技术的重要研究内容之一，一般是指由功率半导体器件和无源元件构成的各种电路拓扑，包括空间上的线路连接关系和时间上的开关组合关系。在半导体功率器件出现之前，已有了多种电路：1899年的美国专利介绍了一种使用电解槽构成的整流电路电力电子电路1899年的美国专利介绍了一种使用电解槽构成的整流电路交流发电机直流电动机电解槽单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路电力电子电路汞弧整流器组成的单相全波整流电路单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路汞弧整流器，又称水银整流器，是由美国发明家彼得·库珀·休伊特于1902年发明。其结构为真空容器内含水银阴极与铁/石墨阳极，通过汞蒸气电弧放电实现单向导电性，阳极电压正时电弧自持放电形成电流通路，电压反向时电弧熄灭。电力电子电路处于工作状态中的汞弧整流器单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路电力电子电路汞弧整流器科普（本视频来源于网络，仅作教学使用。）单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路电力电子电路1932年英国专利介绍的放电管构成的逆变电路其及工作波形单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路电力电子电路单相半波整流电路两个单相半波整流反并联全桥整流电路针对晶闸管半控问题而提出的摩尔根斩波电路（如图晶闸管可用于Buck电路）电力电子电路20世纪80年代发明了众多AC/DC和DC/DC电路拓扑，出现了如有源钳位DC/DC变换器、全桥移相软开关变换器、单相/三相功率因数校正变换器等电路拓扑。20世纪90年代以来高压大容量的需求推动了多电平变流技术的发展，如中点钳位三电平变流器、级联多电平变流器等。21世纪，节能环保的要求拉动了新能源和电动汽车的需求，出现了H5/HERIC等新型光伏逆变电路、电力电子变压器、直流变压器等。本教材将着重介绍近二十年发展的部分典型电路拓扑及其控制策略。电力电子技术的应用电力电子技术的广泛应用电力电子技术的应用1、新能源发电工频隔离型逆变器并网系统示意图非隔离型逆变器并网系统示意图隔离型逆变器实现了电气隔离，具有较高的安全性，但体积大，质量重、效率低。非隔离型逆变器体积小、成本低、效率高，但没有电气隔离，需要解决漏电流问题，将在第2章中介绍。

电力电子技术的应用1、新能源发电………=/=±35kV820V=/==/==/~光伏直流升压汇集并网方案，可有效避免传统交流汇集并网的谐波谐振、同步振荡等电能质量和稳定性问题。大功率中压直流升压变换器作为光伏直流汇集并网的核心装备，将在第3章介绍。大功率中压直流升压变换器电力电子技术的应用2、柔性交直流输电目前，柔性直流输电工程基本都采用模块化多电平换流器（ModularMultilevelConverter,MMC）拓扑，MMC拓扑的工作原理及调制策略将在第4章进行介绍。我国张北四端柔性直流电网示意图电力电子技术的应用3、柔性交直流配电优点

•价格相对便宜

•高鲁棒性/可靠性

•高效率(98.5%...99.2%额定条件下)缺点

•负载下电压有落差

•空载下损耗大

•对谐波敏感

•对不平衡负载敏感

•无过载保护

•火灾隐患（特别是油变）

•环境问题

•不可控

•体积较大•无直流输出

传统工频变压器电力电子变压器电力电子技术的应用3、柔性交直流配电电力电子变压器（又称固态变压器），是指采用器件及中高频变压器实现的具有但不限于传统变压器功能的电力电子变流装置，除实现传统变压器的基本功能外，还可实现无功补偿、谐波治理等诸多功能，将在第5章进行介绍。50/60HzTransformerPowerElectronicsTransformer电力电子技术的应用3、柔性交直流配电连接中压直流配电网与低压直流配电网的直流变压器（DCTransformer，DCT），将在第6章进行介绍。直流配电网络MVDCVSC-MVDC中等距离中等容量光伏电站风电厂交流电网交流变电站交流电网低压直流配用电系统数据中心直流充电桩直流负荷分布式能源储能装置LVDC低压交流负荷张北、同里、东莞、连岛等交直流配电网示范工程。直流变压器电力电子技术的应用4、高品质用电LED灯发光效率更高，耗电量只有白炽灯的六分之一，因此推广LED照明对于我国节能减排具有重要意义。关于LED驱动器技术将在第7章进行介绍。电力电子技术的应用4、高品质用电第8章主要介绍无线电能传输技术，包括松耦合变压器建模、基本补偿网络以及多参数补偿拓扑，重点分析系统的输入输出特性。典型IPT系统结构电力电子技术的应用4、高品质用电在第8章进行介绍。双向直流变换器在电动汽车、微电网等场合得到应用。其中，双有源桥（DualActiveBridge，DAB）变换器因拓扑结构对称、易实现软开关等特性受到了广泛研究，关于DAB变换器电路及控制策略将在第9章进行介绍。电力电子技术的应用4、高品质用电磁元件可实现能量变换与电气隔离，其损耗和体积等可占系统25%以上，磁元件的优化设计对于变换器的效率和功率密度提升具有重要意义。关于磁元件相关技术将在第10章进行介绍。磁元件在充电模块中的成本占比服务器、计算机用电设备：芯片、主板、散热系统电磁部件：电感、变压器电机及其驱动用电设备：电动汽车、工业设备、工业空调电磁部件：电感、变压器、电机各章内容及相互关系现代电力电子电路·ModernPowerElectronicsCircuit电力电子新技术系列图书普通高等教育电气工程学科研究生核心课程推荐用书第2章单相非隔离型光伏并网逆变器目录2.1光伏并网逆变器的漏电流分析2.2全桥非隔离型光伏并网逆变器2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器漏电流分析产生原理：光伏电池和接地外壳之间存在对地寄生电容，一般在50~150nF/kW寄生电容-逆变器-电网三者间通过大地形成回路时，由逆变器高频开关动作引起的共模电压将在寄生电容上产生共模电流在非隔离光伏并网系统中，共模电压将在寄生电容上形成较大的共模电流，即漏电流光伏电池对地寄生电容示意图漏电流分析取滤波电感值L1=L2=L/2。定义共模电压(CMV)如下：在全桥电路中，电压uAN和uBN由四个开关器件控制。当S1、S3导通时，电压等于直流母线电压，而S2、S4导通时，电压为零(PWM电压源)流过寄生电容上的共模电流为对地寄生电容产生漏电流示意图简化共模漏电流模型示意图漏电流分析根据叠加定理，寄生电容上总的共模电压upv_cm可分为三部分，分别由ug、uAN和uBN产生，即：当交流电网电压ug单独作用时（此时电压源uAN和uBN短路），由ug产生的共模电压upv_cm1为：ug产生的共模电压回路简化回路漏电流分析当uAN和uBN分别单独作用时（此时ug短路），其产生的共模电压upv_cm2和upv_cm3回路相似由uAN和uBN产生的共模电压upv_cm2和upv_cm3分别可表示为：uAN产生的共模电压回路简化回路漏电流分析与逆变器开关频率相比，电网频率50/60Hz较低，因此upv_cm1引起的漏电流一般可以忽略在忽略upv_cm1的情况下，总的漏电压为：如果共模电压uCMV在所有模态下保持不变，即共模电压为定值，由共模电压引起的漏电流可以被限制到几乎为零（忽略电网引起的漏电流）目录2.2全桥非隔离型光伏并网逆变器

2.2.1基本全桥逆变电路

2.2.2HERIC逆变器2.2.3H5逆变器2.2.4仿真分析

基本全桥逆变电路电路结构：电压源型逆变器中应用最为广泛的拓扑结构包括逆变全桥和滤波电路两个部分性能评价指标是入网电流的总谐波失真（THD）控制中常以交流侧电流作为控制对象

基本全桥逆变电路控制策略：单相全桥逆变电路基本控制策略用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波SPWM波形—脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可SPWM调制信号等效生成矩形脉冲：等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化基本全桥逆变电路正弦脉宽调制：双极性SPWM调制双极性SPWM驱动信号时序调制波的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负，一周期内，输出PWM波有±Upv两种电平调制信号和载波信号的交点控制器件通断正负半周，对各开关器件的控制规律相同双极性SPWM调制——模态分析双极性SPWM驱动信号时序当u调制波>u载波时，给S1和S4导通信号，给S2和S3关断信号当u调制波<u载波时，给S2和S3导通信号，给S1和S4关断信号正向电流时，模态1下S1、S4导通；模态2下D2、D3续流导通（注：Dx分别为Sx的反并二极管，以下类同）模态1、2电网电压处于正半周模态1等效电路

模态2等效电路双极性SPWM调制——模态分析当u调制波>u载波时，给S1和S4导通信号，给S2和S3关断信号当u调制波<u载波时，给S2和S3导通信号，给S1和S4关断信号反向电流时，模态3下S2、S3导通；模态4下D1、D4续流导通模态3、4电网电压处于负半周模态3等效电路

模态4等效电路双极性SPWM驱动信号时序双极性SPWM调制——漏电流分析下表给出了双极性SPWM下各模态的共模电压uCMV共模电压能在整个电网周期内保持为恒定的Upv/2。因此，能很好地抑制漏电流单相全桥逆变器双极性SPWM下的共模电压单极性SPWM调制单极性和双极性，两者区别在于三角载波的不同采用单极性三角载波，输出具有单极性特征，存在正、负、零三种电平S1、S2进行工频开关S3、S4进行高频调制单极性SPWM驱动信号时序单极性SPWM调制——模态分析单极性SPWM驱动信号时序在调制波正半周，S1导通，S2关断当u调制波>u载波时，S4导通；u调制波<u载波时，S4关断正向电流时，模态1下S1、S4导通，输出端uAB产生正电平；模态2下S1、D3续流导通，uAB为零电平模态1等效电路

模态2等效电路单极性SPWM调制——模态分析在调制波负半周，S2导通，S1关断当u调制波<u载波时，S3导通；u调制波>u载波时，S3关断反向电流时，模态3下S2、S3导通，输出端uAB产生负电平；模态4下S2、D4续流导通，uAB为零电平模态3等效电路

模态4等效电路单极性SPWM驱动信号时序单极性SPWM调制——漏电流分析下表给出了单极性SPWM下各模态的共模电压uCMV共模电压不是恒定的，存在开关频率的波动分量，会引起较大的漏电流单相全桥逆变器单极性SPWM下的共模电压目录2.2全桥非隔离型光伏并网逆变器

2.2.1基本全桥逆变电路

2.2.2HERIC逆变器2.2.3H5逆变器2.2.4仿真分析

HERIC逆变器电路结构：HERIC逆变器全称“HighlyEfficientandReliableInverterConcept”逆变器在普通全桥逆变电路基础上在输出端口并联了一条由两个反向串联的开关管组成的支路S5、S6进行工频开关，S1/S4和S2/S3分别在电网电压正半周期和负半周期进行调制且在另外半周期保持低电平HERIC逆变器HERIC逆变器——模态分析在调制波正半周，S5导通，S2、S3和S6关断当u调制波>u载波时，S1、S4导通；u调制波<u载波时，S1、S4关断正向电流时，模态1下S1、S4、S5导通，输出端uAB产生正电平；模态2下S5、D6续流导通，uAB为零电平模态1等效电路

模态2等效电路HERIC逆变器开关时序HERIC逆变器——模态分析在调制波负半周，S6导通，S1、S4和S5关断当u调制波<u载波时，S2、S3导通；u调制波>u载波时，S2、S3关断反向电流时，模态3下S2、S3、S6导通，输出端uAB产生负电平；模态4下S6、D5续流导通，uAB为零电平模态3等效电路

模态4等效电路HERIC逆变器开关时序HERIC逆变器——漏电流分析下表给出了HERIC逆变器各模态下的共模电压uCMV在续流模态下通过开关管S5和S6续流实现了直流侧与交流侧的电气隔离，从而有效阻断了共模回路，抑制了漏电流HERIC逆变器各模态下的共模电压注意：对于模态2和模态4，此时S1~S4都关断，理想情况下的uAN和uBN都为Upv/2，但在实际电路中，由于开关管寄生电容的影响，高频开关下会引起开关管上的电压振荡，可能导致状态“不定”，这在一定程度上影响了其漏电流性能。目录2.2全桥非隔离型光伏并网逆变器

2.2.1基本全桥逆变电路

2.2.2HERIC逆变器

2.2.3H5逆变器2.2.4仿真分析

H5逆变器电路结构：在普通全桥逆变电路的基础上在输入端口串联了一个额外的开关管由德国SMA公司提出且已在中国申请了技术专利，其最高效率达98.1%，欧洲效率达97.7%S1、S3进行工频开关，S2、S4分别在电网电压负半周期和正半周期进行调制且在另外半周期保持低电平，S5在整个周期进行调制H5逆变器H5逆变器——模态分析在调制波正半周，S1导通，S2、S3关断当u调制波>u载波时，S4、S5导通；u调制波<u载波时，S4、S5关断正向电流时，模态1下S1、S4、S5导通，输出端uAB产生正电平；模态2下S1、D3续流导通，uAB为零电平模态1等效电路

模态2等效电路H5逆变器开关时序H5逆变器——模态分析在调制波负半周，S3导通，S1、S4关断当u调制波<u载波时，S2、S5导通；u调制波>u载波时，S2、S5关断反向电流时，模态3下S2、S3、S5导通，输出端uAB产生负电平；模态4下S3、D1续流导通，uAB为零电平模态3等效电路

模态4等效电路H5逆变器开关时序H5逆变器——漏电流分析下表给出了H5逆变器各模态下的共模电压uCMV在续流模态下通过关断S5使得直流侧与交流侧实现了电气隔离，从而有效阻断了共模回路，抑制了漏电流H5逆变器各模态下的共模电压注意：对于模态2和模态4，此时S2、S4、S5都关断，理想情况下的uAN和uBN都为Upv/2，但在实际电路中，由于开关管寄生电容的影响，高频开关下会引起开关管上的电压振荡，可能导致状态“不定”，这在一定程度上影响了其漏电流性能。目录2.2全桥非隔离型光伏并网逆变器

2.2.1基本全桥逆变电路

2.2.2HERIC逆变器2.2.3H5逆变器

2.2.4仿真分析

仿真分析——基本全桥逆变电路仿真参数数值仿真参数数值光伏电压Upv400V开关频率fs40kHz网侧电压ug有效值220V滤波电感L1、L24mH网侧电流ig有效值14A寄生电容Cpv100nF仿真参数：单极性SPWM仿真波形双极性SPWM仿真波形仿真分析——HERIC逆变器和H5逆变器HERIC逆变器仿真波形H5逆变器仿真波形两者的共模电压均在Upv/2处波动，高频开关下会引起开关管上电压振荡，导致可能状态“不定”。可以通过波形看出，这种电压的波动也影响了漏电流目录2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器

2.3.1基本半桥逆变电路

2.3.2NPC型半桥逆变电路2.3.3ANPC型半桥逆变电路2.3.4T型半桥逆变电路2.3.5仿真分析

基本半桥逆变电路电路结构：半桥拓扑中寄生电容上的共模电压与开关频率无关，为半桥分压电容上的电压uON，若两个分压电容Cdc1、Cdc2相等且容量足够大，则uON的幅值为0.5Upv，且在开关过程中基本不变upv_cm自然保持不变，自带抑制漏电流功能滤波电路不能采用分裂滤波电感形式结构简单、器件数量少，但直流电压利用率低含对地寄生电容的基本半桥逆变电路基本半桥逆变电路——模态分析当u调制波>u载波时，S1导通，S2关断当u调制波<u载波时，S2导通，S1关断正向电流时，模态1下S1导通；模态2下D2续流导通模态1、2电网电压处于正半周半桥逆变电路驱动信号时序模态1等效电路

模态2等效电路基本半桥逆变电路——模态分析当u调制波>u载波时，S1导通，S2关断当u调制波<u载波时，S2导通，S1关断反向电流时，模态3下S2导通；模态4下D1续流导通模态3、4电网电压处于负半周模态3等效电路

模态4等效电路半桥逆变电路驱动信号时序目录2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器

2.3.1基本半桥逆变电路

2.3.2NPC型半桥逆变电路2.3.3ANPC型半桥逆变电路2.3.4T型半桥逆变电路2.3.5仿真分析

NPC型半桥逆变电路电路结构：中点钳位NPC型半桥逆变电路在基本半桥逆变电路的基础上增加了S2和S3以及钳位二极管D1和D2二极管分别连接到分压电容中点以构成钳位结构，保证开关管关断时仅承受0.5UpvS2、S3根据电网电压极性进行工频开关，S1、S4分别在电网电压正半周期和负半周期进行调制且在另外半周期保持低电平NPC型半桥逆变电路NPC型半桥逆变电路——模态分析在调制波正半周，S2导通，S3、S4关断当u调制波>u载波时，S1导通；u调制波<u载波时，S1关断正向电流时，模态1下S1、S2导通，输出端uAO产生正电平；模态2下S2、D1续流导通，uAO为零电平NPC型半桥逆变电路驱动信号时序模态1等效电路

模态2等效电路NPC型半桥逆变电路——模态分析在调制波负半周，S3导通，S1、S2关断当u调制波<u载波时，S4导通；u调制波>u载波时，S4关断反向电流时，模态3下S3、S4导通，输出端uAO产生负电平；模态4下S3、D2续流导通，uAO为零电平模态3等效电路

模态4等效电路NPC型半桥逆变电路驱动信号时序目录2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器2.3.1基本半桥逆变电路

2.3.2NPC型半桥逆变电路

2.3.3ANPC型半桥逆变电路2.3.4T型半桥逆变电路2.3.5仿真分析

ANPC型半桥逆变电路电路结构：有源中点钳位ANPC型半桥逆变电路将NPC型半桥逆变电路原二极管的位置替换为开关管S5和S6，上下两个钳位支路为开关管间损耗分布更均匀提供了可能性S1、S4、S5、S6进行工频开关，其中S1和S6在电网正半周导通，S4和S5在电网负半周导通，S2、S3进行高频调制有源钳位NPC型半桥逆变电路ANPC型半桥逆变电路——模态分析在调制波正半周，S1、S6导通，S4、S5关断当u调制波>u载波时，S2导通，S3关断；u调制波<u载波时，S3导通，S2关断正向电流时，模态1下S1、S2、S6导通，输出端uAO产生正电平；模态2下S6、D3续流导通，uAO为零电平ANPC型半桥逆变电路驱动信号时序模态1等效电路

模态2等效电路ANPC型半桥逆变电路——模态分析在调制波负半周，S4、S5导通，S1、S6关断当u调制波>u载波时，S2导通，S3关断；u调制波<u载波时，S3导通，S2关断反向电流时，模态3下S3、S4、S5导通，输出端uAO产生负电平；模态4下S5、D2续流导通，uAO为零电平模态3等效电路

模态4等效电路ANPC型半桥逆变电路驱动信号时序目录2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器

2.3.1基本半桥逆变电路

2.3.2NPC型半桥逆变电路2.3.3ANPC型半桥逆变电路

2.3.4T型半桥逆变电路2.3.5仿真分析

T型半桥逆变电路电路结构：T型半桥逆变电路中分压电容与开关管桥臂通过一对反向串联的开关管连接。相比于NPC型逆变电路，省去了两个钳位二极管S1、S2分别在电网电压正半和负半周期进行调制且在另外半周期保持低电平，在正半周期S1、S4互补导通，在负半周期S2、S3互补导通。且在正半周期内S3保持常通，在负半周期内S4保持常通T型半桥逆变电路T型半桥逆变电路——模态分析在调制波正半周，S3导通，S2关断当u调制波>u载波时，S1导通，S4关断；u调制波<u载波时，S4导通，S1关断正向电流时，模态1下S1导通，输出端uAO产生正电平；模态2下S3、D4续流导通，uAO为零电平T型半桥逆变电路驱动信号时序模态1等效电路

模态2等效电路T型半桥逆变电路——模态分析在调制波负半周，S4导通，S1关断当u调制波>u载波时，S3导通，S2关断；u调制波<u载波时，S2导通，S3关断反向电流时，模态3下S2导通，输出端uAO产生负电平；模态4下S4、D3续流导通，uAO为零电平模态3等效电路

模态4等效电路T型半桥逆变电路驱动信号时序目录2.3半桥非隔离型光伏并网逆变器

2.3.1基本半桥逆变电路

2.3.2NPC型半桥逆变电路2.3.3ANPC型半桥逆变电路2.3.4T型半桥逆变电路

2.3.5仿真分析

仿真分析——基本半桥逆变器和NPC型逆变器仿真参数数值仿真参数数值光伏电压Upv800V开关频率fs40kHz网侧电压ug有效值220V滤波电感L1、L24mH网侧电流ig有效值14A寄生电容Cpv100nF仿真参数：基本半桥逆变器仿真波形NPC型逆变器仿真波形仿真分析——ANPC型逆变器和T型逆变器ANPC型逆变器仿真波形T型逆变器仿真波形由于半桥型逆变电路的upv_cm自然保持Upv/2恒定，故漏电流为零，在四种半桥逆变电路仿真中得以验证现代电力电子电路·ModernPowerElectronicsCircuit电力电子新技术系列图书普通高等教育电气工程学科研究生核心课程推荐用书第3章大功率中压直流升压变换器2026/9/14目录3.1大功率中压直流升压变换器分类3.2晶闸管谐振型升压变换器3.3基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器3.4基于IGCT的大容量直流变换器大功率中压直流升压变换器分类大功率升压直流变换器是中压直流汇集的核心设备电感升压类：普遍无法实现开关器件的软开关;开关电容类：二极管、大电容等无源器件数量多;谐振升压类：部分甚至所有开关器件的电压应力偏高;均无法实现输入输出之间的电气隔离。非隔离型电感升压类开关电容类谐振升压类ChenW，etal．AnalysisandcomparisonofmediumvoltagehighpowerDC/DCconvertersforoffshorewindenergysystems．IEEETPEL,2013．ZhaoQ，etal．High-efficiency,highstep-upDC-DCconverters．IEEETPEL,2003．ChenW，etal．Astep-upresonantconverterforgrid-connectedrenewableenergysources．IEEETPEL，2015.大功率中压直流升压变换器分类大功率升压直流变换器是中压直流汇集的核心设备ChenW，etal．Astep-upresonantconverterforgrid-connectedrenewableenergysources．IEEETPEL，2015.隔离型：多模块组合类双有源箝位实现了所有开关器件的零电压开关大功率场合中IGBT更希望实现ZCSOrtizG，etal．1Megawatt,20kHz,isolated,bidirectional12kVto1.2kVDC-DCconverterforrenewableenergyapplications[C]．IPEC，2010．电流断续，中压侧实现ZCS

低压侧是硬关断，开关损耗高LiuJ，etal．Adual-active-clampquasi-resonantisolatedboostconverterforPVintegrationtomedium-voltageDCgrids．IEEEJESTPE,2020.双有源桥单个模块电压/容量较小，有助于降低系统的开发难度、降低开发成本、缩短研发周期等。

大功率中压直流升压变换器分类大功率升压直流变换器是中压直流汇集的核心设备隔离型：单模块大容量类DincanCG，etal．Ahigh-power,medium-voltage,series-resonantconverterforDCwindturbines．IEEETPEL,2018．单个大容量中高压中高频变压器设计研制难度大。和多模块组合类相比，单个模块损害整个系统停止，冗余性较差。晶闸管谐振型升压变换器JovcicD．Step-updc-dcconverterformegawattsizeapplications．IETPowerElectronics，2009．电路拓扑典型工作波形S1~S4为晶闸管（为适应高电压等级，可由多个晶闸管串联），该电路可以工作于电感电流连续和断续两种模式，为了降低晶闸管的开关损耗，通常工作于电流断续模式，其中ut为晶闸管触发信号。晶闸管谐振型升压变换器t0之前晶闸管、二极管、谐振电感Lr和谐振电容Cr电流都为零，因此在t0时刻实现S1和S4的零电流开通，Lr和Cr开始发生谐振，iLr从0开始增加，uCr从–Uo开始上升，当其反向过零至Uin时，iLr达到最大值。此后，uCr继续上升，iLr开始下降。Uin电流峰值晶闸管谐振型升压变换器t1时刻uCr上升到输出电压Uo，整流二极管DR1和DR4自然导通，uCr被钳位为Uo。由于Uo大于Uin，所以iLr线性下降，等效为Uin和Lr共同向输出端传递能量。当iLr下降到零时，DR1和DR4自然关断，该模态下有iLr=ic。Uin电流峰值晶闸管谐振型升压变换器t2时刻iLr下降为零，S1、S4、DR1和DR4均实现自然零电流关断。由于S1和S4是单向开关器件，无法反向导通，所以电流下降为零后保持不变，电路处于断续状态。可见，虽然S1、S4为半控型晶闸管器件，但该电路可实现其可靠关断。下半周期[t3，t6]的模态工作原理与上半周期类似。Uin电流峰值晶闸管谐振型升压变换器优点：相比于IGBT等，晶闸管具有更强的耐压、通流、过流能力，通态损耗更小，成本更低，且晶闸管的串联均压技术成熟，易将其串联以构造高压大容量拓扑。需要采用调频控制（具体为调节[t2，t3]时间）来调节输出电压和功率。晶闸管谐振型升压变换器——仿真验证变换器工作在断续模式下，谐振电容电压uCr在0.11ms~0.16ms内被钳位为输出电压Uo，此时可实现晶闸管的可靠关断，与理论分析一致。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器电路拓扑典型工作波形光伏板端口电压波动性大，传统两级式变换器系统效率低。该电路采用中高频混频调制，适应宽输入电压范围，电流波形近似梯形波，减小器件电流应力，变压器工作在中频（如500Hz），更易于设计和制造更大容量变压器。郭凯旋，付兴贺，陈武，一种适用于新能源中压直流汇集的宽范围输入中频DC/DC变换器，中国电机工程学报，2024。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器电路拓扑典型工作波形开关管S1和S4进行高频调制，开关管S5和S6以50%的固定占空比互补导通，而开关管S2和S3则分别与S6和S5同时导通，但会在半个中频周期结束之前提前关断。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器模态1[t0，t1]：t0之前变压器原副边电流都为零，因此在t0时刻S1、S2和S6实现ZCS开通，uAB=Uin，iL从0开始线性增加，并在t1时刻达到稳态电流值。副边整流二极管DR1、DR4以及DR5、DR8开通，电感Ls两端的电压为Uin–Uo/N。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器模态2[t1，t2]：S2和S6始终开通而S1高频斩波。S1导通时，uAB=Uin，Ls两端电压为Uin–Uo/N，iL增大，设此阶段的占空比为D；S1关断时，uAB=Uin/2，此时Ls两端电压为Uin/2–Uo/N，iL减小。通过S1的高频调制维持iL在稳态值附近波动，因此可近似认为iL(t2)=iL(t1)。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器模态3[t2，t3]：S1和S2关断，S6保持开通，此时Ls两端电压为–Uo/N，iL线性减小，并在t3时刻降为零。t3时刻副边整流二极管DR1、DR4以及DR5、DR8实现ZCS关断。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器模态4[t3，t4]：尽管S6处于开通状态，但iL一直为零。t4时刻上半个开关周期结束。在t4时刻，S6实现ZCS关断，一定死区时间后开通S3、S4和S5，由于Ls抑制了电流的快速上升，从而三个开关器件都实现ZCS开通。基于混频调制的宽输入电压范围中频升压变换器根据模态2中Ls伏秒平衡原理可得因此平台阶段的占空比为又因为平台阶段的占空比0<D<1，因此可得可见，当输出电压Uo固定时，输入电压Uin可变化的范围接近两倍。参数设计工作参数：输入电压Uin=900~1300V，输出电压Uo=20kV，额定功率PN=500kW，中频开关频率fm=500Hz，高频开关频率fh=10kHz。变压器匝数比NUin在900~1300V之间，因此根据式(3.3)可得22.22<N<30.77。变压器原边的电流随N的增加而增大，原边电流的大小对开关损耗和导通损耗有显著影响，从减小损耗的角度出发，N应该越小越好。在模态1[t0，t1]中，当Uin最小时，电流上升时间最长。为保证变换器的正常运行，需要对变换器在Uin=900V时的上升时间[t0，t1]展开研究。参数设计一个中频周期内的简化电流波形忽略[t1，t2]内的iL纹波以及[t3，t4]的零电流阶段，近似认为iL为右图所示梯形波，根据电感伏秒平衡可得t0t1t3t2可求得变换器在半中频周期内传输的功率为式中Tm为中频周期，k=(Uin-Uo/N)/Ls。假设变换器的传输效率为100%，即P=PN，则可解得参数设计可绘制出电流的上升时间ton关于N和Ls的变化曲线。可见，ton随着N的减小而增大，随着Ls的增大而增加。设计最大上升时间在0.4ms（半个中频周期的40%）以下。由前述分析可知N应该取小一点以降低开关损耗和电流应力，但N太小时，也需要选取较小的Ls以减小上升时间。Ls太小会使模态2中电流纹波增大，因此综合考虑选取N=26。ton关于N和Ls的变化曲线参数设计可以根据式(3.6)求解出稳态电流值iL(t1)关于Uin和Ls的关系式，根据式(3.2)可以求出平台阶段电流纹波ΔIL关于Uin和Ls的关系式，分别为电感Ls电流峰值Ipeak=iL(t1)+

ΔIL/2，可得右图。Ipeak随Uin和Ls的变化曲线可见Ls太小时整个Uin范围内的电流峰值较大，因此开关损耗较大；Ls太大时高压区间峰值电流低，而低压区间峰值电流大。当Ls=60µH时，整个Uin范围内电流峰值都较低。参数设计随着传输功率的降低，iL的稳态值也会相应减小，即电感的稳态电流值iL(t1)可能会小于纹波电流值Ipeak的一半，此时每半个高频开关周期内iL将断续，为降低开关损耗，可以将高频开关管S1、S4的频率也降低为中频（500Hz）。转载切换控制模式iL随传输功率的变化趋势轻载时电流三角波示意图当采用轻载降频调制时，即此时没有之前的高频开关模态2[t1，t2]，可得轻载时电流为三角波形态，如右图所示。此时需要校核轻载降频时的电流峰值，与满载高频时的电流峰值的大小。仿真验证额定负载时仿真波形如下。可见ton随着Uin的增加而减小，在整个Uin范围内电流都能在每半个中频周期初始时上升至稳态值，随后通过高频开关管斩波维持在稳态值附近，末期快速下降为零，电流波形近似梯形波。额定负载下的仿真波形ton仿真验证轻载时变换器电流iL呈三角波，但此时电流峰值相比满载工况时要小，又因为开关频率降至中频，因此开关损耗也得到大幅减小。轻载（10%）下的仿真波形基于IGCT的大容量直流变换器F.Anetal.,Asymmetrictopologydesignandquasi-zero-lossswitchingcompositemodulationforIGCT-basedhigh-capacityDCtransformer,IEEETPEL,2023.采用输入并联输出串联（InputParallelOutputSeries，IPOS）的结构可满足直流升压需求为了在IGCT开通过程中将di/dt限制在2000A/μs以下，需要在全桥H1输入端口处引入由电感、电容、二极管、电阻组成的吸收电路。吸收电路基于IGCT的大容量直流变换器IGCTvs.IGBT：器件结构IGCT具有封装简单、芯片尺寸大、无需栅氧结构等特点芯片尺寸元胞结构封装形式压接式IGBT压接式IGCT多芯片并联封装，结构复杂单芯片最大尺寸16cm2，容量受限栅氧结构，缺陷抑制难整晶圆封装，结构简单单芯片尺寸160cm2，容量提升容易无栅氧结构，工艺难度低基于IGCT的大容量直流变换器性能非对称IGCT压接式IGBT电压/电流等级4.5kV/5-10kA6.5kV/4-10kA4.5kV/5kA6.5kV/0.75kA通态压降（2000A,125℃）VT=2.1VVT=3.4V开关损耗（2800V,2000A,125℃）Eon=1J,Eoff=10JEon=11J,Eoff=10.5J浪涌电流/3ms50kA<20kA故障率FIT70+200（GCT+驱动）250+150（IGBT+驱动）失效短路可维持数年不坏部分型号仅维持数小时价格（4500V/2000A）<15000元/只>30000元/只开关频率流控型，＜1kHz压控型，＞1kHz价格更低可靠性更高损耗更低功率等级更大浪涌能力更强失效短路更可靠优势压接式IGCT压接式IGBTIGCTvs.IGBT：器件特性IGCT：大容量、低损耗、高可靠、低成本基于IGCT的大容量直流变换器——吸收电路在t0时刻开通S1及对角开关管S4（没有画出），电流iL快速上升，电感Lcp限制了电流上升率。Lcp电压在某时刻左负右正，则二极管Dcp导通，S2电压钳位于vCcp，vCcp略有上升。S1关断，电感Lcp则剩余的能量继续转移到电容Ccp，部分能量回馈到Cin，部分能量消耗于Rcp。在后续单变换器模块电路分析中忽略吸收电路的影响。基于IGCT的大容量直流变换器——缓冲电路在基于IGCT的DAB变换器中，由于IGCT开通过程属于ZVS，因此电容将不会放电，也无需电阻限制电流上升；在关断过程中，也无需电阻的存在。因此，在基于IGCT的DAB变换器中，缓冲电路可以更简单，只需并联合适大小的电容即可。虽然IGCT-BAB变换器可实现零电压(ZVS)开通，但其关断仍然是硬关断，由此产生的关断损耗是器件损耗的主导，通常需要增设C或RC或RCD等缓冲电路以降低关断损耗。RCD缓冲电路RC缓冲电路C缓冲电路基于IGCT的大容量直流变换器——电路拓扑当IGCT失去软开通特性时，缓冲电容会直接对IGCT器件放电，严重威胁IGCT的安全运行。因此，确保IGCT在全功率范围内的软开通运行至关重要。介绍一种IGCT直流变换器的非对称拓扑设计和“近零”开关损耗复合调制方法，以实现IGCT在全功率范围内的软开关运行。基于IGCT的DAB变换器非对称拓扑基于IGCT的大容量直流变换器——基本控制U2>NU1工况下典型重载工作波形内移相（S5与S8之间的移相）占空比DT1与外移相（uh1与uh2负电平之间的移相）占空比DT2满足DT1>DT2（极轻载和空载除外）。右图中，DAB变换器的电感电流始终有一个水平平台，即[t3,t4]和[t7,t8]，如果在此阶段电感电流始终为零，则可以实现桥臂#2（S7与S8）和桥臂#3（S1与S2）的全范围零电流开通与关断，因此桥臂#2和桥臂#3中的IGCT不需要缓冲电容。注意：能量从U1向U2传递时，S1与S2一直关闭；反之，当能量从U2向U2传递时，S7与S8一直关闭。基于IGCT的大容量直流变换器——重载模态模态1[t0，t1]：t0时刻前S6和S8开通，变压器原副边电流都为零，t0关断S8，开通S7，由于电感电流为零，S8实现零电流关断，S7实现零电流开通，由于副边S4也处于导通状态，原边全桥输出电压uh1=−U1，加在Ls两端，电流iL从零开始负向线性增加。基于IGCT的大容量直流变换器——重载模态模态2[t1，t2]：t1时刻关断S4，变压器副边电流给C4充电，以降低S4关断损耗，同时给C3放电，当其电压降低为零时，电流流经S3的反并联二极管D3，因此S3能够实现零电压开通，副边全桥输出电压uh2=−U2，则Ls两端电压为−U1+U2/N，iL开始线性减小。基于IGCT的大容量直流变换器——重载模态模态3[t2，t3]：t2时刻关断S6，变压器原边电流iL给C6充电，以降低S6关断损耗，同时给C5放电，当其电压降低为零时，电流流经S5的反并联二极管D5，因此S5能够实现零电压开通，原边全桥输出电压uh1=0，Ls两端电压为U2/N，iL线性减小。基于IGCT的大容量直流变换器——重载模态模态4[t3，t4]：t3时刻iL减小至零，D2、D3、D5实现零电流关断，uh2=0，iL被钳位在零，S3、S5、S7都开通，但没有导通电流。t4时刻关断S7，开通S8，此时变压器原副边电流都为零，S7能够实现零电流关断，S8能够实现零电流开通，变换器运行至负半周期。基于IGCT的大容量直流变换器——重载模态可见，

仅S3、S4、S5、S6存在一定的关断损耗，且由于缓冲电容的存在，关断损耗比硬关断时大幅减小，称为“近零”开关损耗。但存在DT1>DT2的约束，即电感电流iL必须在[t2，t4]时段内减小到零。基于IGCT的大容量直流变换器——轻载模态随着负载的减小，从U1侧向U2侧传递的能量也减少。电感电流iL为零的时间段相应增长，即右图中[t4，t5]阶段。其余工作原理与重载时类似。基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态随着传输功率的进一步降低，桥臂的换流电流将逐渐减小，当换流电流不再满足软开关约束时，如在t1时刻关断S4，变压器副边电流给C4充电，同时给C3放电，若电流无法将C4充电至U2，则S3将无法实现零电压开通，变换器将失去软开关特性。基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态为保证在极轻负载或空载条件下的软开关特性，在近零开关损耗复合调制中采用了无功主动注入的思想，即在变换器的交流回路中注入一定量的无功功率以支持换流电流，实现软开关运行。基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态c)空载/极轻载此模态内S3、S6、S8都开通，但S6中没有电流，从其反并联二极管D6中流过，变压器原副边都处于续流状态，不考虑通态损耗情况下原副边电流保持不变。[t0，t1]基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态c)空载/极轻载[t1，t2]t1时刻关断S3、S8，S8存在一定的关断损耗，B点很快上升到U1，之后iL从D7流过，可零电压开通S7，uh1=−U1。副边电流给C3充电，给C4放电，D点下降为零后，电流从D4流过，此时可零电压开通上，uh2=U2，在U1、U2同时作用下iL快速减小。ABCD基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态c)空载/极轻载[t2，t3]t2时刻iL=0，在U1作用下原边电流iL反向导通，流过S6、S7，uh1=−U1。此时副边电流也反向，流过S4和D2，uh2=0，在U1作用下iL从零开始反向增加，由于只有U1单独作用，此模态中iL变化率低于上一个模态。基于IGCT的大容量直流变换器——空载/极轻载模态c)空载/极轻载[t3，t4]t3时刻关断S6，此时给iL给C6充电，同时给C5放电，A点上升到U1后，电流从D5流过，此时可零电压开通S5，uh1=0。变压器原副边都处于续流状态，不考虑通态损耗情况下原副边电流保持不变。A仿真验证仿真验证现代电力电子电路·ModernPowerElectronicsCircuit电力电子新技术系列图书普通高等教育电气工程学科研究生核心课程推荐用书第4章模块化多电平换流器2026/9/14目录4.1电压源换流器拓扑结构概况4.2MMC拓扑结构及运行原理4.3MMC基本控制与调制方式4.4仿真验证4.1电压源换流器拓扑结构概况

4.1.1

两电平换流器

4.1.2三电平中点钳位换流器4.1.3多电平换流器两电平换流器

换流器基本结构两电平换流器单个功率器件的电压等级只有几千伏为适应HVDC数百千伏的需求，必须采用多个开关器件直接串联开关器件串联存在串联器件的动态均压问题输出电压的谐波和du/dt都比较大换流器基本结构三电平中点钳位换流器通过控制可以在每个桥臂中点输出+1/2电平、零电平和‒1/2电平的3个状态（零电平有两种电路状态）+1/2电平‒1/2电平零电平零电平三电平中点钳位换流器相对于两电平换流器，使用同样电压应力的开关器件时，三电平换流器的直流/交流电压等级提高一倍输出侧谐波特性更好需要额外增加较多的钳位二极管换流器基本结构多电平换流器针对二极管钳位X电平换流器：直流端共有X‒1个分压电容逆变桥每相上下桥臂各有X‒1个开关管每相需要2(X‒2)个钳位二极管随着电平数的增加，控制越来越复杂，分压电容均压也比较复杂与困难，同时需要增加更多的钳位二极管二极管钳位五电平换流器1.二极管钳位多电平换流器多电平换流器对于一个飞跨电容X电平换流器：每相桥臂需要2(X‒1)个功率器件每相桥臂需要(X‒1)(X‒2)/2个钳位电容针对某一电平输出电压，可有多种不同的电路组合方式需要较多的钳位电容，控制算法复杂，存在钳位电容电压分布不均问题飞跨电容钳位五电平换流器2.飞跨电容钳位多电平换流器多电平换流器采用隔离的直流电源作为输入，将多个各自独立的H桥逆变电路基本单元输出侧串联在一起各相串联模块数N和输出波形包含电平数X之间满足：X=2N+1无须大量钳位二极管和飞跨电容结构简单、模块化方便拓展级联九电平换流器3.级联H桥多电平换流器4.2

MMC拓扑结构及运行原理

4.2.1MMC基本拓扑结构4.2.2子模块拓扑及工作原理4.2.3MMC基本数学关系MMC基本拓扑结构

MMC的通用拓扑结构上桥臂下桥臂4.2

MMC拓扑结构及运行原理

4.2.1MMC基本拓扑结构

4.2.2子模块拓扑及工作原理4.2.3MMC基本数学关系子模块拓扑及工作原理由IGBT半桥、与IGBT反并联的二极管和一个直流电容组成主要有投入、旁路和闭锁三种工作模式直流电容工作状态也分为三种，分别是充电、放电和旁路HBSM的三种工作状态半桥子模块（HBSM）子模块拓扑及工作原理S1处于导通状态，S2处于关断状态子模块输出电压为直流电容电压投入状态：1.充电回路：子模块的电流方向向下，电流只能通过上桥臂的反并联二极管D1流通子模块电流给直流电容充电，使得电容电压升高投入状态下的充电回路子模块拓扑及工作原理S1处于导通状态，S2处于关断状态子模块输出电压为直流电容电压投入状态：2.放电回路：子模块的电流方向向上，子模块电流通过S1流通子模块电流给直流电容放电，使得电容电压降低在子模块处于投入状态时，电流总是通过上桥臂进行流通，子模块输出电压近似等于直流电容电压投入状态下的放电回路子模块拓扑及工作原理S2处于导通状态，S1处于关断状态子模块输出电压为0流经IGBT的旁路状态旁路状态：1.流经IGBT的旁路状态：子模块的电流方向向下，电流通过S2流通，上端口电位与下端口电位近似相等此时子模块电流不再流经直流电容子模块拓扑及工作原理S2处于导通状态，S1处于关断状态子模块输出电压为0旁路状态：2.流经二极管的旁路状态：子模块的电流方向向上，电流只能通过反并联二极管D2流通，子模块电流不流经直流电容在旁路状态下，直流储能电容电压几乎不发生变化，子模块输出电压近似等于0流经二极管的旁路状态子模块拓扑及工作原理S1、S2同时处于关断状态闭锁状态下的充电回路闭锁状态：1.闭锁状态下的充电回路：子模块的电流方向向下，电流只能通过反并联二极管D1流通，对直流电容进行充电子模块拓扑及工作原理S1、S2同时处于关断状态闭锁状态：2.闭锁状态下的旁路回路：子模块的电流方向向上，电流只能通过反并联二极管D2流通，直流电容被旁路闭锁状态主要用于系统启动、故障或死区阶段闭锁状态下的旁路回路子模块拓扑及工作原理子模块拓扑及工作原理MMC的基本工作原理

子模块拓扑及工作原理MMC的基本工作原理

MMC的j相电路示意图子模块拓扑及工作原理MMC的电流关系

上桥臂电流下桥臂电流环流交流输出电流上桥臂电流交流分量下桥臂电流交流分量(4.3)(4.4)(4.5)(4.6)子模块拓扑及工作原理MMC的电流关系

MMC的j相电路示意图子模块拓扑及工作原理MMC的电流关系

MMC的j相电路示意图(4.10)(4.11)(4.12)子模块拓扑及工作原理MMC的电压关系

对“POj”“ONj”分别进行网孔分析法：MMC的j相电路示意图子模块拓扑及工作原理MMC的电压关系将式（4.13）与式（4.14）相减，结合式（4.5）可得交流输出电压为：MMC的j相电路示意图对“jOG”回路建立微分方程：三相系统对称运行时满足：(4.15)(4.16)(4.17)子模块拓扑及工作原理MMC的电压关系代入整理得：MMC的j相电路示意图联立上式得等效交流输出电压：式中，为MMC单相电路等效交流电感(4.18)(4.19)(4.20)子模块拓扑及工作原理MMC单相等效电路

MMC的单相等效示意图子模块拓扑及工作原理MMC单相等效电路

MMC的单相等效示意图子模块拓扑及工作原理MMC四象限运行通过控制等效交流输出电压，可控制交流网侧电流及交流输入/输出能量，进而实现对公共直流母线电压和子模块电容电压的控制稳态条件下，只考虑交流输出的正弦基波分量而忽略高次谐波分量可通过控制等效交流输出电压实现MMC四象限运行MMC交流测稳态相量图子模块拓扑及工作原理MMC四象限运行MMC交流测稳态相量图子模块拓扑及工作原理MMC技术优势

4.2

MMC拓扑结构及运行原理

4.2.1MMC基本拓扑结构

4.2.2子模块拓扑及工作原理

4.2.3MMC基本数学关系MMC基本数学关系定义MMC的调制比M

为输出交流相电压幅值与直流电压一半的比值：

式中，M

的取值范围为[0,1]以a相为例，可得上、下桥臂中各子模块端口电压之和（即桥臂电压）的参考信号可表示为：(4.22)MMC基本数学关系反映到MMC上、下桥臂电压为：上、下桥臂电压之和即为MMC的直流端口电压，上、下桥臂电压之差的一半即为MMC的交流端口相电压

由于交流电流在上下桥臂中均分，MMC的上、下桥臂电流表示如下：(4.23)(4.24)MMC基本数学关系基于MMC三相电路的对称性，理想情况下三相环流相等，即a相环流等于直流电流的1/3：a相交流电流可表示为：代入整理得桥臂电流的数学表达式：(4.25)(4.26)(4.27)MMC基本数学关系忽略换流器损耗，根据MMC交直流端口间的功率平衡，有：式中，Pdc和Pac分别为直、交流侧功率。继而可推导出MMC交、直流侧的电流关系：传统的两电平、三电平换流器的滤波电容位于直流母线，三相之间的功率脉动可以相互抵消，电容电压波动较小。而MMC电容分散在各子模块中，独自承担所在桥臂的功率脉动，因此电容电压波动会显著增加(4.28)(4.29)MMC基本数学关系当上开关管S1开通时，桥臂电流将从电容器流过，流过上、下桥臂子模块电容器的平均电流可表示为：对上式进行积分，可得到电容电压的波动成分为：MMC子模块电容器工作过程(4.30)(4.31)MMC基本数学关系

(4.32)(4.33)(4.34)(4.35)4.3MMC基本控制与调制方式

4.3.1MMC基本控制方式

4.3.2MMC基本调制方式4.3.3MMC子模块电容电压平衡控制方式MMC基本控制方式送端MMC：控制交流端口电压幅值与频率，为风机/光伏并网逆变器提供稳定交流电压支撑受端MMC：控制HVDC电压，为受端电网提供一定无功功率MMC典型应用场景典型应用场景——新能源经MMC-HVDC送出MMC基本控制方式两端都有很强的当地交流电网支撑，MMC无须控制交流电压整流侧MMC：控制HVDC直流电压，为电网A提供