【《某车载逆变电源系统的硬件电路设计分析案例》7200字】

某车载逆变电源系统的硬件电路设计分析案例目录TOC\o"1-3"\h\u23471某车载逆变电源系统的硬件电路设计分析案例 1116311.1DC/DC升压电路 276321.1.1推挽电路的工作原理 391461.1.2推挽电路MOSFET选型 5135761.1.3高频变压器设计 6244291.1.4整流二极管选型 9120351.2DC/AC逆变电路 9222441.2.1IGBT的选型 10211251.2.2滤波器的设计 1082621.3采集电路 11260541.1.1DC/DC采集电路 11304461.1.2DC/AC采集电路 1252941.1.3过温报警电路 1495251.4驱动电路 14240601.4.1MOSFET驱动电路 14157441.4.2IGBT驱动电路 16系统的硬件结构如图3-1所示，功率电路作为整个电源系统的最重要的电路，其承担着升压、逆变等功能；主控采样电路由DC/DC采集电路、DC/AC采集电路、过温报警电路组成，控制器采用是主控芯片为TMS320F28335的DSP，负责对系统的电压、电流进行采样处理并输出驱动信号；驱动电路分为MOSFET驱动电路和IGBT驱动电路。图3-1硬件电路结构1.1DC/DC升压电路在大功率变换器的应用当中，推挽电路以其电路结构简单、MOSFET漏-源极电压低的特点被广泛应用于大功率场合。由于系统设计的功率为2500W，功率要求比一般的车载逆变电源高，而且输入的直流电压为24V，因此输入端的电流比较高。所以设计时电路中的器件主要从电流、电压方面考虑。因为高频变压器的功率与体积成正比的关系，即功率越高，变压器的体积越大，所以采用多个变压器共同升压的方式，理论上可以把比较大的功率均匀的分配到每个变压器上，这样既可以减小变压器的功率压力，同时也可以减小变压器的体积，达到节省空间、降低设计成本的目的。针对功率要求，采用四个相同变压器初级线圈等效并联、次级线圈串联的方式组成的升压电路结构，理论上每组的变压器承载的功率均为625W，并且负责输出90V的高频脉冲电压[36-40]。在前面2.2节中已经讨论过，推挽电路中由于变压器的存在，将会出现偏磁现象，为了抑制工作时的出现这种现象，设计时，主要从选择开关器件方面考虑。首先，在购买开关器件时，最好选择同一出厂时间的开关器件，因为同一时间生产的开关器件之间的各个参数之间的误差会比较小，能使开关器件在工作时，状态能够尽可能的保持一致；其次，就是要保证电路中的开关器件有充足的电流裕量，这是为了防止电路中出现电流突然变大导致器件被烧坏。因此，设计每个变压器初级的中心抽头的上、下两端分别采用两个MOSFET并联的结构。采用两个MOSFET并联的结构不仅能降低每个开关器件的损耗，并且因为增加了开关管的数量的同时也增大了散热面积，该方法有利于减小MOSFET的温升。最后再经过全桥整流和滤波后输出360V的高压直流电。设计的DC/DC升压电路结构如图3-2所示。图3-2四变压器结构DC/DC升压电路为减小变压器体积，提高电路功率等级，系统的DC/DC升压电路提出一种基于四组变压器的推挽升压结构，然后通过图腾柱电路给四组变压器的MOSFET提供同步的驱动信号，电路中四个变压器材料和匝比都相同。推挽电路先将输入的低压直流电逆变升压成高压交流电，然后通过整流桥和滤波后得到360V的高压直流电。该电路中主要包含功率开关器件、高频变压器、整流二极管等元器件。本节将根据设计参数来对电路中主要的元器件进行选型。1.1.1推挽电路的工作原理由于四个推挽升压电路模块是完全对称的,并且并联的MOSFET的工作模式也一致，因此，此处只选择一个模块来分析该电路的工作原理[41-42]。其等效电路拓扑如图3-3所示。图3-3推挽电路拓扑图中S1和S2是推挽电路中高频变压器初级线圈的两个开关，N1、N2为初级线圈匝数，并且有N1=N2，N3为次级线圈匝数，匝数比为n=N3/N1。工作时S1和S2轮流导通，设Ton为导通时间，T为开关周期，于是占空比为D=Ton/T。假设电路中MOSFET为理想器件，即S1和S2能瞬间导通和关断，对应的电路的工作波形图如图3-4所示。图3-4等效推挽电路工作原理第一阶段[t0-t1]：在t0时刻，S1导通，S2关断，输入的Udc通过S1加到变压器N1两端，Q1、Q3导通，此时由于变压器的励磁作用，S2两端的电压为输入电压的2倍。第二阶段[t1-t2]：在t1时刻，变压器的励磁作用消失，S1和S2均关断，两个MOSFET两端的电压均为输入电压Udc。第三阶段[t2-t3]：在t2时刻，S2导通，S1关断，输入的Udc通过S2加到N2两端，Q2、Q4导通，此时由于变压器的励磁作用，S1两端的电压为输入电压的2倍。第三阶段[t3-t4]：在t3时刻，变压器的励磁作用消失，S1和S2均关断，两个MOSFET两端的电压均为输入电压Udc。1.1.2推挽电路MOSFET选型前级电路的额定输入电压为24V，经过变换后输出功率为2500W，开关器件的工作频率为25kHz。同时为了减小MOSFET的损耗，变压器中心抽头的上、下两端的每一端由两个MOSFET并联控制。MOSFET选型主要基于两个参数：关断时可承受最大电压和通过开关器件的最大电流[43-44]。推挽电路中，变压器初级中心抽头的上、下两端的控制信号是互补的，当变压器上端的两个MOSFET打开时，下端的两个MOSFET关断，由于变压器激励作用，此时下端的两个MOSFET的栅-漏极电压为两倍的输入电压；下端导通时则反之。安全系数取1.5，所以MOSFET承受的最大电压为:(3-1)式中：为MOSFET承受的最大电压；为最大输入直流电压，值为26V。经过计算得到为78V。通过MOSFET的最大电流发生在最小输入电压时,电流计算公式为：(3-2)式中：为流过MOSFET的最大电流；为总输出功率，值为2500W；为最小输入电压，值为22V；η为系统效率，取值为90%。经过计算得到Imax为15.8A。在实际工程中为了保护电路，一般满足最大电流值的1.5~2倍裕量。综上所述，最终选取的MOSFET的型号为IRF3710，其参数如表3-1所示。表3-1IRF3710主要参数1.1.3高频变压器设计高频变压器是升压电路中最重要的器件之一，它在电路中不仅负责能量传递，同时也起到隔离的作用。设计的DC/DC电路是由四组推挽电路构成，理论上每一组的变压器承担系统总功率1/4。通过这种方式来设计升压电路中的高频变压器，可以降低变压器的功率压力，同时也能减小变压器的体积，增加工程的实用性。对高频变压器的设计将从以下几个方面考虑：分别有磁芯材料、磁芯型号、初/次级线圈匝数以及线圈线径等[43,45]。设计方法如下：(1)磁芯材料为了提升车载逆变电源的转换效率、减小空间占用率等，变压器磁芯需要具备的条件有：具有高磁通密度和能在高频工作时损耗比较低。通过分析不同种类的磁性材料，考虑到成本、制作工艺等，最后选择TDK公司的PC40软磁铁氧体作为前级升压电路中高频变压器的磁芯材料。(2)磁芯型号高频变压器设计方法主要为面积积()法和磁芯几何常数()法。表示窗口面积和磁芯横截面积的乘积；是由磁芯的形状及尺寸决定的。综合考虑，采用AP法来确定高频变压器的磁芯型号。磁芯的功率处理能力与AP的关系式如下式：(3-3)式中：为波形系数取；为窗口利用系数取；为磁通密度取；为电流密度，表达式为,、为温度参数值，环境温度时，对应的值分别为366和-0.125；f为工作频率25kHz；为变压器视在功率。因此，式(3-3)又可写成：(3-4)本系统中推挽电路中变压器的视在功率的关系式为：(3-5)设计的推挽电路一共有四组，四组变压器的连接方式为初级并联、次级串联，因此每一组变压器承载Po/4=2500W/4=625W的功率。式中：Po为输出功率，为变压器的效率取90%，通过计算得到视在功率Pt约为1607W。按照公式(3-4)计算得Ap值为：(3-6)通过计算得到的AP值为4.404cm4，考虑到一定的裕量，选取的磁芯型号为EE4220。该磁芯的结构如图3-5所示。图3-5EE铁氧磁芯表3-2EE4220尺寸数据磁芯型号A/cmB/cmC/cmD/cmE/cmF/cmEE42204.202.991.192.001.502.12根据表3-2中的数据计算该磁芯的横截面积Ae为：(3-7)磁芯的窗口面积Aw为：(3-8)因此磁芯的面积积AP为：(3-9)4.404cm2<6.43cm2，所以变压器磁芯选择符合设计要求。(3)初/次级线圈匝数计算初级线圈匝数N1为：(3-10)计算次级线圈匝数N2为：(3-11)(4)线圈线径首先，电流密度J计算公式为：(3-12)初级线圈侧最大电流IP1为：(3-13)结合式（3-12）和式（3-13），于是计算得出初级线圈的截面积AXP1为：(3-14)式中：0.707为矫正系数。通过得到的截面积可以计算出对应的线径6.39mm,若以此线径绕制，则线径太粗，不方便绕制，因此选取19股线径为1.5mm的漆包线绕制，绕制的截面积为，符合条件。次级线圈侧最大电流IP2为：(3-15)于是，次级线圈的截面积AXP2为：(3-16)通过计算，次级线圈选取1股线径为1.6mm的漆包线绕制，绕制的截面积为，符合条件。1.1.4整流二极管选型DC/DC升压电路中开关器件的频率确定为25kHz，属于高频工作状态。因此，整流桥中的二极管应该选择导通电压低，耐压条件好，并且恢复快的二极管。实际应用中，为了确保电路中的二极管能安全工作，选择二极管时其耐压还应该考虑1.5倍的电压裕量[46-47]。于是二极管的耐压值应为：(3-17)式中：N表示四组变压器的总变比为15，Uimax为最大输入电压为26V。因此计算得出VD为585V。二极管的最大电流为：(3-18)式中：Uimin为最小输入电压为22V，实际工程中，一般取最大电流的1.5~2倍裕量。综合各项参数，最终选取型号为RHGH3060的二极管，其具体参数如表3-3所示。表3-3RHRG3060二极管参数直流反向耐压Vr平均整流电流I正向压降Vf反向恢复时间trr600V30A2.1V45~50ns1.2DC/AC逆变电路后级DC/AC逆变电路结构如图3-6所示，开关器件的通断由DSP输出的控制信号控制。系统工作时，开关器件工作方式为：当S1、S4导通时，S2、S3关断，此时A1点的电压为正，A2点的电压为负，电流的流向为A1到A2；当S2、S3导通时，S1、S4关断，此时A2点的电压为正，A1点的电压为负，电流的流向为A2到A1。值得重视的是，全桥逆变电路中，为了保护元器件，使电路能安全工作，不允许同一桥臂的开关在同一时刻导通。通过这样两对开关器件交替导通的方式将直流电压进行转换，然后输出逆变电压，逆变电压再经过LC滤波器就可以输出需要的交流电[43,47]。图3-6DC/AC逆变电路设计拓扑1.2.1IGBT的选型后级逆变电路的输入电压大小取决于前级升压电路整流后输出电压的大小，而在前文设计中，前级DC/DC升压电路输入的电压为360V，考虑到1.5倍的电压裕量，选取的开关器件耐压值应该高于540V。逆变电路中的开关器件最终选取型号为FGH40N60的IGBT，其部分参数如表3-4所示。表3-4FGH40N60参数集电极-发射极电压VCES栅极-发射极电压VGES集电极电流IC集电极峰值电流ICM600V±20V40A120A1.2.2滤波器的设计经全桥逆变输出的电压波形带有很高的谐波，导致输出的电压质量低。因此，为了减少谐波含量，提高输出电压波形的质量，在全桥逆变器的输出端设计了LC低通滤波器进行滤波处理[48-49]。LC滤波电路如图3-7所示。图3-7逆变电路LC滤波器LC滤波器参数计算如下所示：(3-19)式中：X为阻抗，L为电感值，C为电容值。LC滤波器的截止频率fc的应满足以下公式，即：(3-20)同时截止频率fC还需满足以下关系式：(3-21)式中：为基波频率；为逆变电路中电压含有的最低次谐波频率，一般情况下，截止频率取载波频率的十分之一，即；为载波频率25kHz；因此，LC滤波器截止频率fc取2.5kHz。根据实际工程经验，阻抗X和负载R之间关系式为：(3-22)在本系统中，设计的额定功率为2500W，额定输出电压为220V，因此额定负载R为,。通过公式(3-19)和式(3-20)，计算得到电感值L=0.616mH，电容值C=6.578µF，最终设计的LC滤波器由电感L=0.7mH，电容C=4.7µF和C=2µF的两个CBB电容并联构成。1.3采集电路为了使系统工作在安全可靠的状态下，设计对输入的24V电压、整流后的电压以及全桥逆变电路输出的电压和电流进行采集。由DSP控制器对采样后的信号进行分析处理，使得输出的电压和电流控制在安全的范围内，同时完成系统的闭环控制。1.1.1DC/DC采集电路DC/DC升压电路的采集电路分为24V输入电压采集和整流输出电压采集。推挽电路中的两个采集电压都属于直流，在对这两个电压采样时，引入了隔离芯片ACPL-782T，防止高压强电对控制系统产生损坏。Avago公司的ACPL-782T属于汽车级隔离放大器，如图3-8所示，其具有隔离和抑制共模噪声的作用。图3-8ACPL-782T芯片文中，对24V输入电压和整流输出电压的采集电路的设计方法一样，这里以24V输入电压的采集电路为例来进行说明。设计使用ACPL-782T芯片使升压系统与控制系统电气隔离，经隔离芯片输出的信号是一个差分电压，所以设计了运放电路将差分信号转换成模拟信号，同时在输出的末端设计了钳位电路，防止输出电压过高损坏DSP控制器，最终信号由DSP控制器采集处理。直流电压采集电路和信号放大电路如图3-9所示。信号放大器采用的是TL074IDR，放大电路增益的大小取决于R29和R33的阻值。信号增益为:(3-23)图3-9输入电压采集电路1.1.2DC/AC采集电路逆变电路中，由于经过逆变器输出的电流是交流电，不方便对其直接采集，设计采用电流互感器来对交流电流进行采集。电流互感器在电路中的连接方式为：需要将互感器上匝数少的一端串联在需要检测的回路中，然后将互感器上匝数多的一端直接接入信号处理电路，通过电流互感器可以将输出端的电流转换成更容易被检测和处理的二次电流。使用的电流互感器的型号为TA17-04，其接线原理如图3-10所示。其工作频率范围在20Hz~20kHz范围内，最大检测电流为36A，变比为1:2000，逆变电路输出电流范围为0~11.4A，因此，电流互感器采集的电流值范围为0~5.7mA。图3-10TA17-04接线原理交流电压和交流电流的采集电路类似，因此这里以交流电流采集处理电路为例来对DC/AC电路中的采集电路进行分析。设计交流电流采集电路的目的是为了获取逆变电路中输出电流的有效值，然后将其转换成DSP能处理的电压信号。采集电路如图3-11所示，信号处理过程为：电流互感器采集的交流电流信号通过信号转换电路转换成交流电压信号后，通过LF351放大器将电压小信号进行线性放大。为了使采集到的有效值更准确，同时在信号放大电路的前级和后级都增加了隔直电容滤除直流分量。整流电路采用的是双通道的运放LM358芯片，目的是使负半周期的电压信号翻转到正半周期，从而达到整流的目的。整流后的电压经过电容滤波后即得到交流信号的有效值，同时为保护控制芯片，在电路的最后设计了钳位电路，使输入到ADC引脚的电压信号不能超过1.3V。图3-11交流电流采集电路1.1.3过温报警电路为了检测主控采集电路板的温度情况，设计过温报警电路如图3-12所示。R54为热敏电阻，电压比较器选择的是LM393。当温度超出阀值时，R54随着温度升高而阻值减小，导致比较器的反向端电压增大。当比较器的反向端超过同相端的设定电压值之后，比较器输出端从高电平变为低电平，报警灯正向导通，显示过温预警。图3-12过温报警电路1.4驱动电路为了增强驱动信号的驱动能力，对驱动电路的要求一般有以下几点[50]：(1)提供有效的驱动电压；(2)功率电路和控制电路具有隔离保护；(3)抗干扰能力强；(4)电流驱动能力强。1.4.1MOSFET驱动电路(1)MOSFET驱动信号在推挽电路中，要求通过控制MOSFET的通断，使24V直流电压交替轮流输入，因此输出的PWM驱动信号不能让变压器中心抽头上下两端的MOSFET同时导通，这样即要求输出的PWM驱动信号的占空比不能大于50%，PWM驱动信号如图3-13所示，图中上、下两端MOSFET的驱动信号不能同为高电平，而实际的设计中还需考虑死区时间，所以在输出驱动信号时，必须控制这两路驱动信号的占空比低于50%，才不会出现变压器中心抽头上下两个线圈同时导通，导致器件损坏。图3-13MOSFET驱动信号(2)MOSFET驱动电路前级升压电路中的推挽电路的MOSFET的控制信号由控制器输出，但是因为选择的MOSFET是电压控制型开关，驱动电压设置为12V，而DSP控制器输出驱动信号的电压为1.3V，所以需要对DSP控制器输出的电压进行放大处理。并且控制系统的电源属于弱电，而前级升压电路的电源属于强电，控制系统不能与升压系统直接连接。所以需对控制器输出的驱动信号进行隔离放大后才能驱动MOSFET[51-52]。设计从DSP控制器输出的驱动信号先经过一个逻辑门，先使输出信号的电压从1.3V升至5V，然后再经过一个光电隔离芯片，经过光电隔离芯片的芯片再通过图腾柱电路放大信号，最终该驱动信号驱动MOSFET。经过信号处理电路得到的驱动信号的电压升到了MOSFET的驱动电压范围内，同时也实现了控制系统和前级升压系统隔离的作用。MOSFET驱动电路结构如图3-14所示。图3-14MOSFET驱动电路结构电路中光电隔离芯片选用的是HCPL2531芯片，芯片结构如图3-15所示。这是一种双通道的光电耦合器，需5V供电。其工作过程为：当芯片外部有高电平信号输入时，输出的电平为低；当芯片外部输入端为低电平时，输出的电平为高。因此通过HCPL2531的输出与输入信号的相位相反。为了更好的控制驱动信号，从控制器端输出的信号经过的逻辑门使用的是非门芯片，这样再经过HCP2531芯片输出的信号就与控制器输出的信号一致，便于测试分析。图3-15HCPL2531内部结构由于系统中前级升压结构中MOSFET比较多，若不加处理，则可能因为驱动能力不足而导致MOSFET不能正常工作，因此驱动信号在经过光电隔离芯片后还经过了图腾柱电路进行电流放大[53]。图腾柱的作用是提升电流驱动能力，其典型结构是由一个NPN型三极管和一个PNP型三极管串联组成。由于系统中MOSFET的驱动信号为两路PWM，因此设计了两组图腾柱来对驱动信号进行放大。图腾柱电路如图3-16所示。图3-16图腾柱电路1.4.2IGBT驱动电路(1)IGBT驱动信号后级逆变电路要求输出50Hz的正弦波电压。整流后的电压经过逆变后输出电压的频率与控制IGBT的驱动波形有关，因此驱动波形采用SPWM作为逆变部分的控制信号。驱动信号如图3-17所示。图3-17IGBT驱动信号(2)IGBT驱动电路IGBT的驱动电路的驱动能力直接影响逆变输出的效果，一个高性能的驱动电路能够精确地控制开关的导通和截止，从而确保开关器件高效、稳定地工作。选用的芯片是英飞凌公司的2ED020I12-FA芯片[54-55]。该芯片广泛应用于全桥/半桥逆变的驱动信号处理电路中，经过该芯片处理的