第7章 长沟道MOSFETs

1、第七章 长沟道MOSFETs（金属-氧化物-半导体场效应晶体管）,7.1 MOSFETs的基本工作原理 7.2 漏电流模型 7.3 MOSFETs的I-V特性 7.4 亚阈特性 7.5 衬底偏置效应和温度特性对阈值电压的影响 7.6 MOSFET沟道迁移率 7.7 MOSFET电容和反型层电容的影响 7.8 MOSFET的频率特性,7.1 MOSFETs的基本工作原理,MOSFET器件三维结构图,四端器件：源（S）；漏（D）；栅（G）； 衬底（B） N沟：p型衬底，源端用离子注入形成n+； P沟：n型衬底 栅电极：金属；重掺杂多晶硅。 氧化层：热氧化硅 隔离：场氧化,理想的p-MOS 和n-M

2、OS电容能带图(1),理想的p-MOS 和n-MOS电容能带图(2),理想的p-MOS 和n-MOS电容能带图(3),理想的p-MOS 和n-MOS电容能带图(4),p-MOS电容接近硅表面的能带图,MOSFET的四种类型及符号,MOSFET符号,7.2 漏电流模型,7.2.1 本征电荷密度与准费米势的关系 7.2.2 缓变（渐变）沟道近似 7.2.3 PAO和SAHs双积分,MOSFET器件剖面图,以N沟增强型MOSFET为例 x=0在硅表面，指向衬底，平行于栅电极； y，平行于沟道，y=0在源端；y=L在漏端， L：沟道长度 (x,y)：本证势；能带弯曲 V(y)：在y处电子的准费米势,与

3、x无关； V(y=L)=Vds,本征电荷密度与准费米势的关系,由方程（2.150）和（2.187）知： (1) (2) 表面反型时，（2.190）为： (3) 最大耗尽层宽度： (4),缓变（渐变）沟道近似,缓变（渐变）沟道近似：电场在y方向（沿沟道方向）的变化分量远远小于沿x方向（垂直于沟道方向）的变化分量。（EyEx） 有了这个假设后Poissons方程可以简化为一维形式。 空穴电流和产生和复合电流可以忽略。电流连续方程只应用于y方向的电子。 有了上述两个假设后，任一点的漏源电流是相同的。由方程（2.45），（x，y）处的电子电流为： (5),MOSFET器件剖面图,缓变（渐变）沟道近似,

4、V(y)定义为准费米势；（5）式包括了漂移和扩散电流密度。电流为： (6) 反型层底部 =B定义：Ids0；漏源电流在-y方向 单位栅面积反型层电荷： (7) （6）是变为： (8) 上式两边乘以dy并积分得： (9) (10),PAO和SAHs双积分,把（10）式用n(x,y)表示。由（1）式 (11) 把（11）式代入（7）式得： (12) 把（2）式代入（12）式然后代入（10）式得：,(13),PAO和SAHs双积分,（2.180） 由和（2.180），（2）式得：,（14）,第3节MOSFET I-V特性,薄层电荷近似 线性区特性 饱和区特性 夹断点和电流饱和 pMOSFET I-V

5、特性,薄层电荷近似,薄层电荷近似：假设所有的反型层电荷均位于硅表面薄层内，反型层内没有电势降和能带弯曲。 耗尽层近似被应用于体耗尽层。一旦反型，表面势钉扎在S=2B+V(y)，由（4）式，体耗尽层电荷密度：,（15）,硅界面整个电荷密度为由（2.180）得：,（16）,薄层电荷近似,反型层电荷密度： 把（17）式代入（10）式并积分得：,（17）,（18）,线性区特性,在Vds较小时，展开（18）式并只保留低阶项（一阶项）： （19） Vt是阈值电压： （20） 阈值电压的物理意义： 金属栅下面的半导体表面呈强反型，从而出现导电沟道时所需加的栅源电压。 表面势或能带弯曲达到2B，硅电荷等于这个

6、势的体耗尽层电荷时的栅电压。,线性区特性,， 典型值为0.60.9V。 VgVt时，由（19）式知，MOSFET像一个电阻一样。方块电阻为：，受栅电压调制。,低漏电压时的I ds-Vg关系曲线,阈值电压的确定： 画低漏电压时的I ds与Vg的关系曲线，由外推法得到。 注意：I ds与Vg的关系曲线是非线性的，这是因为薄层电荷近似在这个区域不再是有效的。,饱和区特性,阈值电压由（20），（22）式得出 （21）式表明， 当Vd增加时，在最大值或饱和值达到之前，Ids是Vds的抛物线函数。 当 时 饱和区 （23） 方程（18）和（21）当VdsVdsat时有效，在这个范围之外，电流仍为饱和电流。

7、,（20）,饱和区特性,在Vds较大时，展开式中的二阶项不能忽略，（18）式为： （非饱和区） （21） 这里： m：体效应系数，典型值：1.11.4；当体电荷效应可以忽略时，m=1 Cdm：在S=2B时的体耗尽电容,（22）,长沟MOSFET I dsVds关系曲线,夹断点和电流饱和,当V2B时，（17）式为：（展开17时只保留前两项） （24） 此式所画曲线如图下页所示。 源端： 漏端：,反型层电荷密度与准费米势的关系,当Vds较小时（线性区），漏端反型层电荷密度比源端的稍小； 当Vds增加时（栅电压固定），电流增加；漏端反型层电荷密度减少； 当Vds=Vdsat=(Vg-Vt)/m时，漏

8、端反型层电荷密度减少到0；,线性区（低漏电压),开始饱和时,饱和时漏端表面沟道消失。叫夹断。,饱和区外，沟道长度开始减小,当VdsVdsat时，夹断点向源端移动，但漏电流基本不变。 这是因为夹断点的电压仍为饱和电压。,夹断点和电流饱和,由（9）式： （25） 夹断后器件的特性可以把上式从0到y积分得到 （26） 上式积分利用了（24）式； 把（21）代入（26）得： （27） 由（24）式：,准费米势与源漏之间距离的关系,当Vds较小时，源漏之间的V(y)几乎是线性的； 当Vds增加时，由于电子的准费米能级降低，漏电荷密度减小；由于dV/dy增加，使电流基本保持不变； 当Vds=Vdsat=(

9、Vg-Vt)/m时，Qi(y=L)=0，dV/dy=，这意味着电场沿y方向的变化大于沿x方向的变化，渐变近似不再适用。从夹断点到漏端要解二维Poissons方程。 Vds2B时，方程（17）Qi=0和方程（18）dIds/dVds=0，并且V=Vdsat得： （28）,计算的I dsVds关系曲线实线（3.18）；点划线：（3.21）,pMOSFET I-V特性,MOSFET的特性曲线,第4节亚阈特性,漏电流的漂移和扩散分量 亚阈区电流表达式 亚阈区斜率,MOSFET工作的三个区域,MOSFET器件一般可分为三个区域： 线性区；饱和区；亚阈区,弱反型导电,亚阈也叫弱反型导电：当VgsVt（VG

10、SVt）时源漏之间的漏电，成为弱反型导电或次开启。,弱反型导电原因,一般情况下，VgsVt时器件的电流为“0”。但在某些重要应用中，非常小的电流也是不能忽略的。在低压、低功耗应用中，亚阈特性很重要。如：数字逻辑和存储电路 原因：当VGSVt时表面处就有电子浓度，如公式（11）所示。 即当表面不是强反型时就存在电流。主要是源与沟道之间的扩散电流。 VGSVon 为弱反型； VGSVon 为强反型 （11）,漏电流的漂移和扩散分量,强反型时：以漂移电流为主； 弱反型时：源与沟道之间的扩散电流 弱反型时，漂移和扩散电流均包含在Pao and Sahs双积分公式（13）中 电流连续是指漂移和扩散电流之

11、和连续。换句话说，在任一点漂移电流和扩散电流的比例很可能变化。 在低漏电压下，可以用方程（14）中隐含的(V)关系，分离漂移电流和扩散电流。,亚阈区电流表达式,（35） 或 （36）,亚阈区斜率,当Vds是几倍kT/q时，扩散电流占统治地位，漏电流与漏电压无关，只与栅电压有关。 斜率定义（图3.10） （37） 由方程（22）知 ， 由方程（22）知：S的典型值为：70100mV/decade，如果Si-SiO2界面陷阱密度较高，斜率很可能比方程（37）给出的大。,第5节衬底偏置效应和温度特性对阈值电压的影响,体效应 阈值电压的温度特性,体效应,MOSFET衬底偏置效应等效电路,体效应,（17

12、） 方程（17）变为： （38） 这里：V是沟道中的任一点与衬底之间的反向偏压。 对Qi从源（Vbs）到漏（Vbs+Vds）积分得电流的表达式为：（18）是变为） （18） （39）,体效应（续）,在低漏电压下，漏电流仍由（19）式给出： 在Vds较小时，展开（18）式并只保留低阶项（一阶项）： （19） 阈值电压Vt由： （20） 变为 （40） 反向衬底偏压的影响是：使体耗尽层加宽，阈值电压升高。,阈值电压与反向衬底偏压的关系,左图曲线的斜率 （41） 叫衬偏敏感度。 在 Vbs=0时， 当Vbs增加时，衬偏敏感度下降。,阈值电压的温度特性,平带电压： （2.181） 假设不存在氧化层电荷

13、，把（2.181）代入（20）式得： （42） 在“0”衬偏电压条件下，阈值电压与温度的关系为： （43） （2.37）,阈值电压的温度特性（续）,（2.7） 由方程（2.37）和（2.7）得： （44） 因为Nc and Nv T3/2，所以：,阈值电压的温度特性（续）,把方程（44）代入方程（43）得： （45） Na=1016cm-3，m=1.1时，dVt/dT典型值为-1mV/K。 Na=1018cm-3，m=1.3时，dVt/dT典型值为-0.7mV/K。 掺杂浓度增加时，温度系数降低。例：温度每升高100度，阈值电压降低55-75mV。 在数字VLSI电路中，温度升高，阈值电压下降

14、，漏电流增加，这是设计中必须考虑的问题。典型值：对于MOSFET器件，100C时的开关漏电流是25C时的30-50倍。,第6节 MOSFET沟道迁移率,有效迁移率和有效电场 电子迁移率数据 空穴迁移率数据,有效迁移率和有效电场,有效迁移率（载流子浓度权重的平均值）： （46） 有效电场定义： （47） 是通过反型层中间层高斯表面的总电荷。 （2.161） （20） 应用（2.161）和（20）式得： （48） （24）,有效迁移率和有效电场（续）,（48）、（24）代入（47）得： （49） 上式应用了： ； 因此， （50）,电子迁移率数据,（51） 当 时，有效迁移率下降很快。在高电场时，

15、散射增加。,300K和77K时测量的电子迁移率,空穴迁移率数据,（52） 因子1/3是经验因子，没有物理意义。,300K和77K时测量的空穴迁移率,第7节 MOSFET电容和反型层电容的影响,本证MOSFET电容 反型层电容 多晶硅栅耗尽层的影响 线性Ids-Vg特性,7.1本证MOSFET电容-亚阈区,反型层电荷变化可以忽略，当电势变化时，只有耗尽层电荷变化。因此，本证的栅-源-漏电容基本上是零（讨论在5.2.2部分），栅-to-体电容等于氧化层电容和耗尽层电容的串联。 （53） Cd：电位面积耗尽层电容，在漏电压较大时，耗尽层宽度变宽，耗尽层电容减小。,7.1本证MOSFET电容-线性区,

16、表面沟道一旦形成，由于反型层电荷的屏蔽作用，栅-体之间的电容很小，所有的栅电容是栅对沟道，源极，漏极的电容。由薄层电荷理论，低漏电压时： 源端反型层电荷面密度： 漏端反型层电荷面密度： 栅下总的反型层电荷： 栅对沟道的电容简化为氧化层电容 ：,7.1本证MOSFET电容-饱和区,（24） （27） 在夹断点（饱和），漏端电荷密度为0，饱和电压Vds=Vdsat=(Vg-Vt)/m，由（24）式和（27）式得，y点反型层电荷面密度为： （55） 上式在沟道长度和宽度方向积分得总的反型层电荷为： 栅-to-沟道电容为： （56）,7.2反型层电容,以前的讨论均是在薄层电荷近似的基础上得出的，一旦反

17、型，表面势被钉扎在S=2B,在此条件下，反型层电容可以忽略不计。但实际上，反型层有一定的厚度，反型后随着栅电压的增加，表面势也会有一些变化，这时反型层电容不能忽略。,Qi-Vg关系曲线实线（零漏电压时，Pao and Sahs model）；虚线（电荷控制模型）,7.2反型层电容计算,（57） Cd近似为零，因为一旦出现强反型后，反型层电荷将屏蔽耗尽层电荷。 （2.164） （2.178） 把上面3个表达式代入（57）式，积分得： （58）,7.3多晶硅栅耗尽层的影响,如果栅是未掺杂的，多晶硅栅耗尽也对Qi-Vg关系曲线有影响。多晶硅耗尽区象一个与氧化层电容串联的大电容，当栅电压较大时，它使反

18、型层中的电荷密度减弱。在高栅偏压时，多晶硅耗尽层的影响大于反型层电容影响。（58）式增加一个附加项。与（2.185）式推导过程相似。 （59） Np：多晶硅栅有效的掺杂浓度。 栅电荷密度： （忽略体硅耗尽层电荷） 为了使（59）式中最后一项可以忽略，Np应在1020cm-3范围内，尤其对于薄氧化层MOSFET。,7.4线性Ids-Vg特性,（50） （51） （10） 由上述3式可知，在低漏电压情况下（线性区），转移特性曲线为： （60） 跨导：,7.4线性Ids-Vg特性（续）,在高栅偏压时，由于迁移率减小，漏电流和跨导均发生简并效应。 （61）,反型层电容和迁移率简并效应Ids-Vg关系特

19、性曲线,点线：阈值电压的外推值 计算时假设没有考虑多晶硅耗尽,第8节 MOSFET的频率特性,8.1 MOSFET的栅跨导gm 8.2 小信号衬底跨导gmb 8.3 漏电导gd（MOSFET的非饱和区漏电导） 8.4 饱和区漏电导 8.5 MOSFET小信号等效电路模型 8.6 跨导截止频率gm 8.7 截止频率fT 8.8 提高MOSFET频率特性的途径,8.1 MOSFET的栅跨导gm定义,表示栅源电压对漏电流的控制能力 线性区：Vds小时， Vds大时， 在饱和区：,8.1 MOSFET的栅跨导gm讨论,当Vg一定时，跨导随Vds的上升而线性增加； Vds=Vdsat时，跨导达到最大值； VdsVdsat时，跨导与Vds无关，随栅电压的上升而增加。,8.1 MOSFET的栅跨导gm栅电压的影响,在饱和区，跨导随栅电压的上升而增加，但栅电压上升到一定值时，跨导会下降； 原因：栅电压低时，迁移率可看成常数，但栅电压大时，迁移率随电场强度的增加而下降，对栅电压的增加起补偿作用。,8.1 MOSFET的栅跨导gm考虑速度饱和效应后源漏电压对跨导的影响,线性区：Vds大时,8.1 MOSFET的栅跨导gm源漏电阻对跨导的影响,有一部分电压将在源、漏电阻上，实际的跨导值小于理论值。,8.2 小信号衬底跨导g