第3章单级放大器.ppt

1、单级放大器,主要内容,共源放大器 CMOS放大器 源极跟随器 共栅放大器 共源共栅极 折叠式级联,分析思路 对于每一种结构，先进行直流分析，然后进行低频交流小信号分析。 分析方法一般都先采用一个简单模型进行分析，然后逐步增加一些诸如沟道调制效应、衬底效应等二阶效应的分析。 放大器的性能指标有：增益、速度、功耗、工作电压、线性、噪声、最大电压摆幅以及输入、输出阻抗等。其中的大部分性能指标之间是相互影响的，因而进行设计时必须实现多维的优化。,共源放大器,共源放大器,所谓共源放大器是指输入输出回路中都包含MOS管的源极，即输入信号从MOS管的栅极输入，而输出信号从MOS管的漏极取出。 根据放大器的负

2、载不同，共源放大器可以分为两种形式： 无源负载共源放大器 有源负载共源放大器。,共源放大器,一、无源负载共源放大器 无源负载主要有电阻、电感与电容等。 主要讨论电阻负载与电感电容谐振负载时共源放大器的特性。 1电阻负载共源放大器 电阻负载共源（CS）放大器结构如图所示。对于共源放大器，低频交流信号从栅极输入时，其输入阻抗很大，所以在分析时可不考虑输入阻抗的影响。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,1）直流分析 根据KCL定理，由上图可列出其直流工作的方程： 而当VGSVth时，MOS管导通，有： 则直流工作方程为（注：VGSVi，VDSVo）：,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应

3、,进一步的讨论（分工作区讨论）： 截止区：ViVth，则VoVDD； 饱和区：ViVth，且ViVthVo时，有： 三极管区： VoViVth，有：,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,深三极管区：Vo2（ViVth），此时M1可等效为一压控电阻，因此可得到如图所示的等效电路，则有：,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,根据以上分析，可以得到共源放大器的直流转换特性曲线，即Vo与Vi的关系曲线如图所示。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,注意：因为在三极管区的MOS的跨导较小，不利于提高放大器的小信号增益，因此，在设计放大器时保证工作管处于饱和区，即VoViVth。 对于放

4、大器而言，必须先确定其直流工作点，即必须先把放大器合理地偏置在某一电压，以得到合适的电压放大增益以及输入输出压摆。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,图解法：先画出MOS管的输出特性（I/V特）曲线，同时在同一图上画出其直流负载线，则直流负载线与MOS管的I/V特性曲线相交的交点即为其直流工作点。 对于电阻负载放大器，根据直流工作方程可以直接画出其直流负载线，如图所示。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,由上图可以很直观地发现： 直流工作点不能设置得太高，因为太高时，容易进入三极管区，从而减小了放大器的增益，也即减小了输入输出的压摆。 当然，直流工作点也不能设置得太小，因为这会

5、使MOS管进入截止区，进而使放大器不能工作， 因此直流工作点太小，其输入输出电压的摆幅也很小。 所以此类电路的直流工作点位置的确定与电路的输入输出摆幅直接相关。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,2）交流小信号分析 忽略沟道调制效应，此类电路的交流小信号等效电路如图所示。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,则根据KCL定理，由上图可以直接得到： 所以该放大电路的电压增益为： 负号表示输出电压与输入电压的变化极性相反。 根据第二章跨导gm的表达式可把上式重写为： 上式中VR是指M1的漏极电流在电阻R上产生的压降。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,由以上两个电压增益的表达

6、式可看出，提高Av的方法有（其它参数不变只改变某一参数）： 提高跨导值：增大KN即增大W/L，缺点：会导致大的器件寄生电容。 增大负载电阻R，因此在同样的ID时VR也相应增大，缺点：会减小输出电压摆幅（因为输出的最小电压为VDDVR）以及输入信号范围（M1工作在饱和区的条件是VDDVRViVth，当VR增大时，Vi必须减小以确保M1工作于饱和区）。,共源放大器(电阻负载）-忽略沟道调制效应,减小ID，但注意要同时增大负载电阻以保证VR为一常数，缺点：导致输出节点存在大的时间常数，减小了带宽。 因此，该电路在增益、输入输出电压摆幅、带宽之间必须进行合理的折衷。,共源放大器(电阻负载）-考虑沟道调

7、制效应,1）直流分析 考虑沟道调制效应时，其直流工作特性方程为： 在考虑沟道调制效应时，其直流负载线仍是一条直线，但根据第二章的内容可知，在考虑沟道调制效应时，其输出特性曲线是一条与VDS成一定角度的斜线而不是一条水平线，所以对于此类情况，图解法求解其直流工作点时，只需将图中的水平线用一条具有一定斜率的直线来替代即可。,共源放大器(电阻负载）-考虑沟道调制效应,2）交流分析 考虑沟道调制效应的交流小信号等效电路如图所示。,共源放大器(电阻负载）-考虑沟道调制效应,根据KCL定理可直接得到交流小信号电压增益： 由于，故有： 由上式可以看出：考虑沟道调制效应时，其交流小信号增益减小，并且R值越大，

8、M1的沟道调制效应越明显。,共源放大器(电阻负载）-考虑沟道调制效应,由以上分析可看出，这种放大器具有如下特点： 该类放大器电路的输出阻抗小，电压增益小。 若通过增大电阻R来提高小信号电压增益，则必然使M1很快进入线性区。 该电路一般只用于设计低增益高频放大器（因为电阻R的寄生电容远小于电流镜等有源负载的寄生电容）。 电阻R的工艺误差接近20%，所以该电路的增益误差较大，即易产生非线性失真。,共源放大器(LC谐振负载）,2、LC谐振器负载 以LC谐振器作为共源放大器的负载的电路结构如图所示，注意图中所示的电容C包括了M1的寄生电容。,共源放大器(LC谐振负载）,其直流分析与交流小信号分析同电阻

9、负载共源放大器相似，其中负载R用jL与(1/jC)并联替换，所以此电路在忽略沟道调制效应时的电压增益为： 而在考虑沟道调制效应时的电压放大增益为： 由上式可以看出，在频率时，该电路的电压增益为最大，即为本征增益。 而在其它频率处增益下降。,共源放大器(LC谐振负载）,由于LC谐振器的选频特性，该放大器具有如下的性质： 是一个窄带放大器或称为调谐放大器，其频率由LC谐振的频率决定。 是一个选频的带通放大器，带通的中心频率即为LC谐振频率。 若L是片上电感，其电感量很小，其LC谐振频率就很大，一般要达到GHz量级，即此时该电路只对GHz的射频信号起放大作用。,共源放大器（有源负载）,二、有源器件作

10、为负载 由于采用电阻负载时存在的缺点，特别是电阻阻值的误差较大，而且大阻值的电阻所占用的芯片面积也较大，所以经常用有源负载代替。 而根据第二章的内容可知，有源负载主要包括： 二极管连接的MOS管； 栅接固定电位的MOS管。,共源放大器（二极管连接负载）,1、以二极管连接方式为负载的共源级 带二极管负载的共源放大器的电路如图所示。即用一个二极管连接的MOS管来替代电阻R。 （1）直流分析 先忽略M1的沟道调制效应，在直流条件下有： 即有：,共源放大器（二极管连接负载）,由上式可画出其直流负载线，如右图所示，直流负载线与M1的I/V特性曲线相交之处的VGS即为其直流工作点。图中M点的值为： 而N点

11、的值为： VDDVth2,共源放大器（二极管连接负载）,由式可知： 截止区：ViVth1，且VoViVth1，则M1与M2的电流应相等，故根据饱和萨氏方程有： 把代入上式得： 由上式可知，在饱和区，如果忽略M2的体效应，则该电路具有线性的输入输出特性，输出电压Vo随Vi的上升而近似成线性减小。,共源放大器（二极管连接负载）,线性区：ViVth1，且VoViVth1，则有： 深三极管区：M1可等效为一压控电阻，所以： 上式中ID2是指M2的漏极电流， 也即流过M1的电流，而Ron2 则是指M2的等效阻抗。 根据以上的分析，可以得到其 转移特性，如右图所示。,共源放大器（二极管连接负载）,（2）交

12、流小信号分析 当M1工作在饱和区时，可以得到 其等效小信号模型如图所示。,共源放大器（二极管连接负载）,则根据KCL定理，有： 上式中，把跨导公式代入上式，且由于ID1ID2，则可得到： 上式可看出，该放大器的小信号增益是器件尺寸的弱相关函数，增益相对稳定，输入输出特性的线性度较好。,共源放大器（二极管连接负载）,由以上分析可知：二极管负载的共源级的电压增益与器件尺寸间的关系是两个MOS管之间宽长比之比，而与它们之间的几何尺寸无直接关系，因此该类放大器的增益在工艺实现时比较精确。 由于用NMOS的二极管连接存在着衬偏效应，降低了放大器的交流小信号增益，如果采用PMOS来实现，如右图所示，则不存

13、在衬偏效应。,共源放大器（二极管连接负载）,忽略沟道调制效应，则其交流小信号电压增益为： 对上图的电路进行进一步分析可知：，即有： 由此可得：,共源放大器（二极管连接负载）,由上式可知：此类电路的电压增益为两MOS管的过驱动电压之比，因此对于较高的电压增益，M2的过驱动电压就较大，而输出电平为：，因而会严重限制输出压摆。对于此类电路输出的最高电平为，这是由于要使M2导通，VGS2的最小电平为Vth2。 同理，因为，电路的电压增益可写成：,共源放大器（二极管连接负载）,以上的分析忽略了沟道调制效应，在实际电路中是不能忽略的，因此必须考虑沟道调制效应的影响，此时电路的增益为： 所以在考虑沟道调制效

14、应后，其交流小信号电压增益减小了。,共源放大器（CMOS放大器）,2、电流源负载的共源放大级CMOS放大器 实际工作中需要单级放大器有大的增益，由Av=gmR可看出，提高增益的一个有效途径就是增大共源级负载。 而由前面的讨论可知：直接增大电阻或以二极管连接式负载来增大负载电阻时限制了输出电压摆幅。,共源放大器（CMOS放大器）,本节讨论一个更有效的 提高增益的方法，即用 电流源作为负载，如图 所示。,共源放大器（CMOS放大器）,由第二章的内容可知一个工作于饱和区的MOS管可以作为一个恒流源，因此图中的M2应工作于饱和区。 图中放大器是由PMOS管与NMOS管构成，故也称为CMOS放大器。,共

15、源放大器（CMOS放大器）,1)、直流分析 对于工作于饱和区的PMOS管，它的等效阻抗很大，其值为：r0=1/ID，如同带电阻的共源放大器一样以r0替代电阻R就可得到其直流负载线，进而得到直流工作情况图解。 为了得到其转移特性曲线，有： 截止区：ViVth1，M1的漏极电流为0，故VoVDD。,共源放大器（CMOS放大器）,饱和区：当ViVth1时，M1导通且处于饱和区，随Vi继续增大，输出电压Vo下降，当通过M1与M2管的电流等于参考电流IR时，M2管从线性区进入饱和区，M1与M2均工作于饱和区，此时有： 线性区：随Vi继续增大，Vo迅速下降，当ViVoVth1 时，M1进入线性区，输出电压

16、Vo下降到M1管的饱和压降VDsat1。,共源放大器（CMOS放大器）,共源放大器（CMOS放大器）,2)、交流小信号分析 电路的交流小信号等效模型如图所示。,共源放大器（CMOS放大器）,所以该电路的增益可直接得到： 由上式可以发现：工作电流ID减小，电压增益Av增大，且可达500至2000，这是由于M1、M2的输出阻抗与ID成反比，而跨导gm1与ID的平方根成正比的缘故。,共源放大器（CMOS放大器）,当电流下降到使MOS管 处于亚阈值区时，gm1将 与漏极电流成正比（而 MOS管的输出阻抗与漏 极电流成反比），因此， 此时CMOS放大器的电压 增益与工作电流的变化无 关。该结果可用图表示

17、。,共源放大器（CMOS放大器）,此类电路较好解决了电压增益与输出摆幅之间的矛盾，体现在两个方面： (1)、对于电流源M2： 由原理图可看出： ，故减小 M2的过驱动电压就可增大电路的输出摆幅。 而根据萨氏方程可知，在保持电流恒定的前提下要降低过驱动电压只需通过增大M2管的宽长比实现。,共源放大器（CMOS放大器）,同时由式 可以发现提高增益可以通过提高M2的输出电阻实现，即可通过增大M2的长度以得到较小的值。 故提高M2的宽长比即可提高增益又可提高输出摆幅。但由于大器件的M2会引入大寄生电容，从而影响放大器的频率特性。,共源放大器（CMOS放大器）,(2)、对于放大管M1： 由式 可以看出M

18、1从两方面影响电路的增益：跨导与输出电阻。 通过增大M1的沟道长度即减小它的值以获得大的输出电阻，但同时要按比例增大M1的宽度以保证在给定电流下M1的过驱动电压为一恒定值，即保证了输出摆幅。 同时器件的跨导与宽长比成正比关系，若只增大M1的长度会降低它的增益，所以器件宽度要同时增大。 同理这样也会引入大的寄生电容。,共源放大器（CMOS放大器）,另一方面因为： 则当L1增大而W1保持不变，则由于L变化引起的变化比gm变化大得多，即L增大则增益上升，同理，ID增大时，gmro减小。 总之，采用电流源作为负载的共源放大电路很好地解决了增益与输出电压摆幅之间的矛盾，缺点是会引入大的寄生电容，影响电路

19、的频率特性。,共源放大器（推挽式CMOS放大器）,3)、推挽式CMOS放大器 推挽式CMOS放大器是CMOS放大器的一个特例，如图所示。 该电路的传输特性与 普通CMOS放大器的 传输特性相同，但饱 和时电路的小信号电 压增益不同。,共源放大器（推挽式CMOS放大器）,交流小信号等效电路如图所示。,共源放大器（推挽式CMOS放大器）,上图中 ，根据KCL定理，可得到其交流小信号电压增益为： 上式表明： 推挽式CMOS放大器具有较高电压增益，可达500至2000，并且电压增益与工作电流ID的平方根成反比。 由于沟道调制系数与沟道长度L成反比，而KN（或KP）与（W/L）成正比，所以由式还可以看出

20、此类电路的增益与MOS管面积的平方根成正比。,共源放大器（线性区MOS负载）,4)、线性区MOS管负载的共源放大器 以线性区MOS管为负载的共源放大器的基本电路如左图所示，假设图中的M2工作于深三极管区，则M2可等效为一个电阻，因此还可得到如右图所示的等效电路。,共源放大器（线性区MOS负载）,由上图可直接写出该电路的交流小信号电压增益为： 上式中Ron2即为M2的导通电阻，其值为： 此类放大器的优点是：可以获得最大的输出电压摆幅，因为深三极管区的MOS管的漏源电压为最小，即：,共源放大器（线性区MOS负载）,而其缺点为： 该电路的增益较小，因为在三极管区的MOS管的通态电阻较小。 由于Ron

21、2的值与pCox，Vb，VthP相关，而pCox，VthP随工艺、温度而变化，故Ron2的值也与工艺及温度相关，使得增益不稳定，而产生非线性误差。 为了产生Vb的精确的值则需额外的辅助电路。 所以该电路在实际电路设计中不常使用。,共栅放大器,共栅放大器,是指MOS管的栅极接一个直流电压以建立一个适当的工作状况，信号从源极输入，而从漏极输出的放大器。有两种形式，如右图所示： 信号直接从源极输入。 M1也可用一个固定电 流源进行偏置，而信号 以电容耦合输入。,共栅放大器-直流分析,根据KCL定理，有： 而根据萨氏方程可得： 由以上两式可得到输出电压与输入电压之间的关系。,共栅放大器-直流分析,对此

22、进行具体分析： M1截止：ViVGVth时，则: Vo=VDD。 M1饱和：对于较小Vi，有： Vi减小，则Vo下降，最终会导致M1进入三极管区,共栅放大器-直流分析,三极管区：VoViVGViVth，M1进入三极管区。 因此共栅放大器的输入输出特性如图所示。,共栅放大器交流小信号分析,忽略沟道调制效应条 件下的交流小信号等 效电路如图所示。,图中：V1Vi，VbsVi。 则根据KCL定理可得： 即有：,共栅放大器交流小信号分析,考虑其沟道调制效应及信号源的内阻RS，其交流小信号模型如图所示,共栅放大器交流小信号分析,根据KCL定理，有： 由上面两式得：,共栅放大器交流小信号分析,即有： 与共

23、源极放大器相比，共栅极的放大管由于存在衬底效应，其增益略大于共源极放大器的增益。,共栅放大器输入阻抗分析,忽略沟道调制效应，其输入阻抗是指从M1的源极看进去的阻抗。与带电流源负载的源极跟随器相比较，可发现共栅放大器的输入电阻与此输出电阻一致，即为： 因此衬偏效应降低了其共栅放大器的输入阻抗，所以共栅级具有相对较低的输入阻抗，这在信号传输中要实现电阻匹配时是很有用的。,共栅放大器输入阻抗分析,考虑沟道调制效应，则根据求电路电阻的方法，可以采用如图所示的小信号等效电路来求解。,共栅放大器输入阻抗分析,则根据KCL定理可得： 因此共栅级的输入电阻为： 上式中令ro为无穷大即为忽略沟道调制效应时的输入

24、电阻。 并且还可看出：共栅级的输入电阻与电阻R成正比。,共栅放大器输入阻抗分析,考虑电阻R的两种极限情况： 1）R=0：上式中令R0直接得到： 而在共栅放大器的电路中令R0时，则发现该电路与源极跟随器电路完全一致，因此其输入阻抗即为源极跟随器从源极看到的输出阻抗，也即为上式。,共栅放大器输入阻抗分析,2)R：即R由理想电流源实现，如右图所示，由于理想电流源的电阻近似为无穷，所以此时共栅极的输入阻抗接近于无限大，这是由于通过三极管的总的电流是固定为I1，源极电位的改变不能改变器件电流，因此I=0。 这也可从前面的公式直接求得。,共栅放大器输出阻抗分析,共栅级的输出阻抗可以采用如下左图所示电路来求

25、解，其等效电路下右图所示。,共栅放大器输出阻抗分析,在上图中V1（IV/R）RS，所以根据KCL定理，有： 即有：,共栅放大器输出阻抗分析,所以： 进一步简化为：,共源共栅放大器,共源共栅放大器,共源共栅放大器又称为级联放大器 由于共源放大级把电压信号转换为电流信号，而共栅放大级的输入信号为电流信号，故可把共源与共栅放大电路级联起来构成了 共源共栅放大器，如图所示。 M1产生正比于Vi的小信号漏 电流而M2电流流过R， M1为 输入器件，M2为级联器件， 且M1与M2具有相同的电流。,共源共栅放大器直流分析,根据KCL定理，由上图可以得到： 联合以上两式求解可得直流负载方程。,共源共栅放大器直

26、流分析,截止状态：ViVth1，M1与M2都截止，则VoVDD且VAVbVth2(忽略亚阈值情况)；当ViVth1，M1产生电流，Vo则降低，VGS2上升而VA下降。 饱和状态：指M1与M2都处于饱和态，其条件是： M1管饱和的条件为： VAViVth1， VAVbVGS2， 则：VbVGS2ViVth1， 即：VbViVGS2Vth1。,共源共栅放大器直流分析,M2管饱和的条件为： VoVbVth2，若Vb 定义在M1进入饱和区的边缘，则： VoViVth1VGS2Vth2。 所以，保证M1与M2都处于饱和态的最小输出电平等于M1与M2的过驱动电压之和，即M2的加入使输出压摆至少减小了M2的

27、过驱动电压。,共源共栅放大器直流分析,线性区： 指M1或M2处于线性区，即当Vi达到够大时就会出现两种效应： VA比Vi小Vth1，M1先进入三极管区； Vo比Vb低Vth2，促使M2进入三极管区。 根据器件尺寸及R与Vb的值，则只要出现其中一种情况就进入了线性区，如：当Vb相当低时，M1可能先进入三极管区。 注：若M2进入深三极管区，则VA与Vo接近相等。,共源共栅放大器直流分析,由以上分析可得到共源共栅电路的输入输出特性，如下图所示。,共源共栅放大器交流小信号分析,由于输入器件产生的漏极电流必定流入级联级器件，在忽略沟道调制效应时，当M1与M2都处于饱和区时级联方式的小信号电压增益与共源放

28、大级的增益相同。 其等效电路如图所示,共源共栅放大器输出阻抗,共源共栅结构的一个重要特性是高输出阻抗，下图即为求其输出阻抗的等效电路图。,共源共栅放大器输出阻抗,根据KCL定理可得： 所以，输出电阻为：,共源共栅放大器输出阻抗,假设gmro 1，则有： 上式表明串接了M2使M1的输出阻抗为原来(gm2+ gmb2) ro2倍，即输出阻抗大大增大，这是共源共栅放大器的一个最大特点。,共源共栅放大器输出阻抗,由以上分析可知：通过级联更多的MOS管以获得更大的输出阻抗，右图即为一个串接三个MOS管的级联结构。 但这种结构的输出阻抗的增大是以消 耗更大的电压余度而降低输出电压摆 幅为代价的。三级级联的

29、最小输出电 压等于三个过驱动电压之和。所以更 多的级联管也不可取。,共源共栅放大器提高电压增益,采用级联结构：由以上分析可知，如采用相同管子尺寸的级联结构可以提高电压增益，且电压增益约为(gmro )2。缺点是其输出的电压的最小值为两个过驱动电压。 对于共源结构在某一给定电流下增大输入三极管的沟道长度：因为增大三极管沟道长度可以增大交流电阻，进而提高电压增益。共源结构的电压增益为：,共源共栅放大器提高电压增益,在上式中，由于KN与沟道长L成反比，而1/L，所以电压增益与沟道长度的平方根成正比，即增大输入三极管的沟道长度可以提高电压增益。 缺点：为了保证电流相等，在增大输入三极管的沟道长度时必须增大输入三极管的过驱动电压。所以其最小输出电压也提高，输出压摆减小。,共源共栅放大器级联电路的应用,（1）级联结构构成电流源 由以上分析可知，级联结构具有很高的输出阻抗，因此可以用这种结构构成恒流源，但这是以消耗电压余度为代价的。 如图所示是一个采用PMOS 管M3与M4级联方式构成电 流源I1的放大器。,共源共栅放大器级联电路的应用,则其级联电流源的电阻为： 而对于M1、M2也构