高频振幅调制电路1.ppt

1、1、振幅调变、2、双边带信号形成抑制在调制过程中载波的双边带信号，简称为双边带信号。 可以将载波与调制信号相乘获得，其特征在于，对于单个正弦信号u=Ucost调制，图6的3、4的DSB信号波形，4、DSB信号的特征是DSB信号的包络曲线与调制信号的绝对值成比例。 DSB信号的相位在调制信号过零时反转180度。 仅包含上下频率成分，抑制了载波成分。 带宽与AM信号相同。 另外，单边频带信号单边带(SSB )信号是DSB信号通过边频带滤波器除去一个边频带或者在调制过程中直接抵消一个边频带的信号。 在取上乐队时，如果去掉边频带，则6、图67的单音调调制的SSB信号波形、7、图68的单波段调制的情况的

2、频谱移动，带宽为f、8，为了看到SSB信号波形的特征，对双音调调制时产生的SSB信号波形进行分析。 为分析谋方便。 假定双音频的幅度相等，即，等于21，可以写为等式：其中，u调制的双乐队信号在(619 )、(620 )、(621 )、(622 )、9，进一步扩展，并且在(623 )、(10 )和(69 )双音调调制时获得SSB信号的根据和式(618 )，使用三角式，ussb (t )=ucostcosct-usintsinct (624a )和ussb (t )=ucostcosctusintsinct (624b )式(624 a )对应于上乐队，式(624 b )对应于下乐队这是SSB信号

3、的另一个公式，u(t)=f(t )，即，一般的SSB信号公式，因为(625 )、12、sgn ()是编码函数，所以能够进行f(t )的傅立叶变换14图611语音调制的SSB信号频谱(a)DSB频谱(b )上的频带频谱(c )下的频带频谱、15、16、AM、DSB、SSB信号将调制信号的频谱移动到载波频率，在移动过程中频谱构造不变，属于频谱的直线移动17、调制中包含高电平调制和低电平调制，高电平调制：放大器和调制合为一体，调制后无需放大即可发送低电平调制：需要将放大器和调制分离，调制后放大。 调制方法：利用非线性去老虎钳滤波频率分量以提取有用分量，18、AM、DSB、SSB信号将调制信号的频谱移

4、到载波频率，且属于频谱结构在移动过程中不改变的频谱线性移动的AM: DSB: SSB: 19、调制中包含高电平调制和低电平调制，高电平调制：放大器和调制合为一体，调制后无需放大即可发送低电平调制：需要将放大器和调制分离，调制后放大。 调制方法：通过非线性元件组合频率分量滤波器取出有用分量，利用20、AM调制电路的高电平调制、放大器的调制特性，得到基本调制不足电压区域的集电极调制超电势区域、UBB、UCC、21、t、1、u、cc、t、2、u、cc u、AM、t、3、集电极振幅调变根据调制信号使ic的基波振幅线性变化，在带通滤波器BPF、单二极管调制电路及频谱为UCU的情况下，在二极管中流动的电流

5、iD为：24，通过滤波器，在c、c-和c的25、差动对电路、单差动对AM振幅调变电路、UEE、差动输出电流、命令、中心频率fc、带宽2F的滤波器进行滤波后，有：26、DSB调制电路、二极管调制电路、(1)二极管平衡DSB调制器、二极管平衡DSB调制电路、27、ucU的情况如果将滤波器的中心频率fc、带宽2F、谐振阻抗RL、输出电压调换了位置、28度、UC、u，则不能获得DSB信号。 因此，不会设计任何滤波器，也不会得到DSB信号。 这是因为载波没有被抑制。 因此，在二极管平衡电路中的调制信号和载波信号不能进行位置交换，否则得不到DSB信号。、29、二极管平衡DSB调制器波形、30、二极管环路(

6、双平衡调制器)、输出电流、滤波之后，此平衡调制器不能用于产生AM信号。 但是，也可以对调制信号和载波信号的位置进行切换。 另外，将双边带信号滤波到一个边带中来形成31、SSB调制电路、SSB信号。 根据滤波去除方法，SSB信号的生成方法主要有滤波法和移相法两种。 (1)滤波方法利用滤波器除去DSB信号的一个边频带。 32、33、2 )相移方法使用相移网络来适当地相移载波和调制信号，在相加过程中抵消一个侧频带，从而获得SSB信号。 在SSB信号分析中，相移方法的优点是省略边频带滤波器，但是：两个调制器的输出的幅度必须满足以下两个条件：相对于载波频率和调制信号来说完全相同的相移网络； 分类：包络检

7、波、同步检波、(1)包络检波、解调器的输出电压与输入调制波的包络成比例的检波方法、由于AM信号的包络与调制信号呈线性关系，所以包络检波为AM波、36、包络检波的原理分块图、(3)同步检波施加与原来的载波相同频率的射频波信号，对DSB和SSB信号进行解调38、同步检波又分为积型和重日式榻榻米型。 每一个都需要由恢复的载波信号ur解调。 同步检波器的2种类型(a )积型(b )重日式榻榻米型、39、二极管峰值包络检测器，是二极管串联峰值包络检测器的原理电路。 由输入电路、二极管VD、RC低通滤镜构成。 可知信号源、二极管、RC滤波器网络存在串联关系。二极管峰值包络检测器(a )、原理电路(b )、

8、二极管开关(c )、40、为了去除射频波成分，应该保留次低频成分，并且RC的值应该满脚丫子，理想地，RC网络的阻抗z是、检测过程：如果输入了等幅波，则40 (2)RC时间常数远大于输入电压的载波周期，放电缓慢，因此二极管的阴极总是处于正的高电位(输出电压接近射频波正弦波的峰值，即uom )。 (3)二极管仅在输入电压的峰值附近导通，导通时间短，电流的流动角小，二极管电流为狭窄的脉冲序列。 二极管电流iD包含平均成分(此时为直流成分) Iav和射频波成分。 Iav通过电阻r形成平均电压Uav，作为检波器的有用输出电压的射频波电流主要被c旁路，只剩下很小的剩馀射频波电压u，检波器输出电压uo=Ua

9、v u。 43、大信号检波器(输入信号的电压在0.5V以上)达到平衡时的电流电压波形。 现在，在输入44、AM信号时，明显地，在输入信号为AM波的情况下，的输出电压波形保持与输入信号的包络曲线形状相同。 此时的平均电压Uav是直流和次低频成分、即45，u，二极管两端的电压：二极管电压波形图，二极管电流iD中的射频波成分被c旁路，直流Idc以及调制成分I流过r而成为输出电压uo。 46、检波电路中的输出电压包含直流和调制成分，只要输出调制频率电压，就可以对原电路施加直流电容Cg和负载Rg。 此外，此时，输出电压只有调制频率存在uo=u，47，如果需要向检波器供给与载波电压的大小成比例的直流电压，

10、则能够用低通滤镜r、c取出直流分量。 称为第四十八、第二性能分析(1)发送系数Kd检测器的发送系数Kd或者检测系数，并且被称为检测效率的是描述检测器针对输入调制信号的解调能力或者效率的物理量。 如果将输入载波电压振幅定义为Um，将输出直流电压定义为Uo，则将Kd定义为：并且针对AM信号，将检波系数定义为输出次低频电压振幅与输入射频波调制波包络振幅的比。 输入为等振幅波的情况。二极管电流峰值：电流直流成分：电流基频成分：(6-46 )、(6-47 )、(6-48 )、50，因此，若将检波效率：电流通电角：(6-49 )、(6-50 )、(6-51 )、式的两侧除以cos，则检波系数Kd是检波电流

11、iD的通电角的函数因为：51，根据以上分析，电路一定时，导通角一定。 通过负载电阻r的反作用，不依赖输入信号自动调整电路。 检波效率也与信号的大小无关。 因此，通过线性关系对检波器的投入产出进行线性检波，若输入AM信号，则二极管的导通电阻越小，r越大，则输出电压的检波效率就越高。 这意味着二极管本身的能量损失很小。 输入电阻Ri检测器的输入阻抗包括输入电阻Ri和输入电容Ci。 输入电阻影响前级中频放大器的质量系数和放大器的增益，输入电容影响谐振频率。 检波器的输入阻抗、前级放大器谐振电路、53、输入电容包括二极管结电容Cj和引线对地分布Cf电容，Ci=Cj Cf。 输入电阻是输入载波电压的振幅

12、Um和检波器电流的基本频率成分振幅I1的比：(6-53 )、(6-54 )、54，从功率的观点也能够解析。 因为rD小而小，所以二极管被认为几乎不消耗能量，而输入功率与电阻器r上消耗的功率相同。 即，由于检波效率大致为1，55，3检波器的失真(1)惰性失真、惰性失真的波形不能追随包络曲线的变化，在二极管截止期间，电容器c的两端电压下降的速度依赖于RC的时间常数。 如果电容器的放电速率很慢，输出电压不能追随输入信号的包络曲线下降的速度，则检波输出与输入信号的包络曲线不同，会发生失真。 由于RC时间常数过大而产生的这种失真称为惰性失真。 56、为了不发生非活性失真，在任何一个射频波周期中，电容器c

13、通过r放电的速度都必须在包络曲线的下降速度以上，即，如果将输入设为单声道调制AM波，则在t1时刻，该包络曲线的变化速度为：在二极管变得不导通的瞬间在t1时刻通过r放电的速度为：57，将式(656 )和式(657 )代入式(655 )时，得到：实际上，t1、U(t )和uC的下降速度不同，为了不发生惰性应变，必须保证a值为最大的情况下，AMM 因此，对于dAdt1=0、获得：(6-58 )、(6-59 )、代入式(658 )，由于没有变形的条件为6-60、58、(6-60 )、(6-61 )，所以m、越大则包络曲线下降速度越快，保证不产生惰性变形时的RC 然而，由于调幅波实际上不是音调调制，所以

14、必须应用最大调制幅度和最高调制信号频率来检查是否存在惰性失真。 因此，检查式也将：59、(2)底部的切削应变底部的切削应变称为负被代言的切削应变。 在图646(c )中示出产生这种失真之后的输出电压的波形。 该失真起因于检波器的交流直流负载的不同。 由于底部的切削变形、60、Cg大，所以在音频的1周内，其两端的直流电压几乎不变化，其大小为载波振幅值UC左右，可以将其视为直流电源。 电阻r和Rg产生分压。 电阻r上的电压降为：该电压正好是二极管的逆电压，比将调幅波的最小宽度设为UC(1-m )时大。 二极管关闭，发生切断应变。 因此，为了避免底部的切削变形，应该满足：(6-62 )、(6-63

15、)、(6-64 )、61，为了解决交叉、直流阻抗的差，采取如下措施。 减小底部切削变形的电路，在(a )中将r分为两个电阻的串联来提高交流阻抗，在(b )中利用发射极跟随器使交叉直流阻抗大致相等。62、二极管并联检波器、(、c、(、b、)、图646并联检波器及波形(a )原理电路(b )波形(c )实电路、(a )、(c )、(b )二极管电压需要输出电压的输出电压具有射频波分量，然后施加低通滤镜。(1)假设DSB信号是输入信号，即us=Uscostcosct、本地恢复载波ur=Urcos(rt )并且r-c=c，则DSB信号解调将这两个信号与：64相乘，并且低通滤镜通过被认为r-c=c在低通

16、滤镜频带中的乘法器，所述信号频谱在图：积分同步检波器的频谱(a)DSB信号频谱； (b )在乘法运算后的信号频谱65中，从上述式可知，在再现的载波与发送载波的频率相同的r=c、=0时， uo=Uocost输出没有失真而复原调制信号。 如果恢复载波和发射载波之间存在一定的频率差，则r=cuo=uoocosccostost引起幅度失真。 如果在相同频率下仅存在一定差异，则uo=Uocoscost导入幅度衰减因子以减小幅度，(6)解调SSB信号，如果c=0，=0，则： uo=Uocost，输出无失真地恢复调制信号。 在c0、=0的情况下： uo=Uocos(-c)t引起频率失真定。 在c=0，0的情

17、况下，uo=Uocos(t-)仅改变相位，并且没有失真。 考虑到经由低通滤镜的输出后r-c=c在低通滤镜频带中：67，2 .多日式榻榻米多日式榻榻米同步检测器将DSB或SSB信号插入到再现的载波中以达到AM信号或近似，以便在包络检波器中再现调制信号。 如图所示。重日式榻榻米型同步检波器的原理图、uo、加法器、us、ur、包络检测器、u1、(a )、(b )、68、(1)重日式榻榻米型DSB信号检测对DSB信号，只要相加的恢复载波电压数值性地满足一定的关系，就能够得到没有失真的AM波。 然后，可以清楚地通过将输入信号加到插入载波来获得AM信号，并且可以由包络检测器复原调制信号。 设单波段调制用的单波段信号(上下乐队)为：则(69 )、(2)多日式榻榻米型SSB信号检波将恢复载波：=、70，将SSB信号与插入载波相加，得到近似的AM