第7章-角度调制与解调---高等教育出版社

1、1、第七章角度调制与解调、7.1角度调制信号分析7.2频率调制方法7.3变容二极管直接频率调制电路7.4其他直接频率调制电路7.5间接频率调制电路7.6频率调制信号的解调7.7相位去噪电路7.8频率调制接收机及附属电路7.9频率调制多路广播，2， 设第一节角度调制信号分析7.1.1频率调制信号的表现式和波形调制信号为单一频率信号u(t)=Ucost、反载波电压为uC=UCcosct，则根据频率调制的定义，频率调制信号的瞬时角频率为(71 )、1、频率调制信号分析，3的式中的kf为比例常数调频信号的瞬时相位(t )是瞬时角频率(t )与时间的积分，即，方程中0是信号的起始角频率。 为了便于分析，

2、如果设0=0，则式(72 )为(72 )、(73 )、4、式中的频率调制系数。 FM波的式子是(74 )、5、图71的调频波形、6、6、6,7.1.2的调频波的频谱1调频波的展开式。 在式(74 )中，周期为2/的周期性时间函数，所以能够展开为傅里叶级数，其基本波角频率根据(76 )、7、mf而变化的曲线如图73所示，以下特性： Jn(mf)=J-n(mf )，n是双位数Jn(mf)=-J-n(mf )、ufm (t )=j-n (MF )。 (b)m是常数，11， 从图可以看出，7.1.3频率调制波的信号带宽通常包括具有伪载波的1%或更大幅度的信号的边缘频率分量，即，当mf较大时，即，当mf

3、1时，当n=mf的边界频率等于或大于频带此时的带宽在bs=2nf=2mff=2fm(79)mf较小时，如mf0.5那样进行窄带频率调制，此时如果存在Bs=2F (710 )的例如F1、F2这两个调制频率，则能够通过式(7-7)写出由于拟正弦项的正交性，在设总和的平均值等于各平均值的总和的u(t)=Ucost，0=0时，电阻RL消耗7.1.4频率调制波的功率频率调制信号uFM(t )的平均功率，其瞬时相位为(t )=CT (t )=ctk pu (t )=ctk pu (t ) 作为调制相位信号的带宽是Bs=2(mp 1)F (719 )，图79的频率调制和调制相位的关系，18，7.3频率调制波

4、和调制相位波的比较频率调制波和调制相位波的比较示于表71。 强调在本节结束之前，若干： (1)角度调制为非线性调频，单频调制时出现(cn )分量，多频调制时也出现交叉调制(cn1k2)分量。 (2)调频的频谱结构与mf密切相关。 mf大，带宽宽。 (3)与am制相比，角色调方式的设备利用率高，其平均功率与最大功率相同。 19、表71的频率调制波和调制波的比较表、20、第二节点频率调制方法、7.2.1频率调制器对于图710的频率调制特性的要求，以下的： (1)的调制特性线性良好。 (2)调制灵敏度高。 (3)载体性能好。、21、图710的频率调制特性曲线、22、7.2.2频率调制方法1直接频率调

5、制法这一方法一般通过调制电压直接控制震荡器的振荡频率，使振荡频率f(t )按照调制电压的规则变化。 如果控制LC震荡器，则仅通过控制振荡电路中的某个元件(l或c )、根据调制电压改变其残奥仪表，就可以实现直接频率调制的目的。23、2实现间接频率调制(积分之后调制相位)间接频率调制的密钥是如何进行调相运行。 通常，作为实现调相运行的方法，有以下3种： (1)矢量合成法。 该方法主要以窄频带的频率调制和调相信号为对象。 在对于单音信号upm=ucos (ctmp cost )=ucosctcos (MP cost )-usin (MP cost ) sinct为mp/12的情况下，上述公式与upm

6、ucosct-upmucosct近似的可变移相方法可以是基于移相网络或谐振电路的(3)可变延迟法。 通过能够控制载波信号的延迟网络，延迟时间由调制信号控制，=kdu(t )，并且输出信号是u=Ucosc(t-)=Ucosct-kdcu(t )，这意味着输出信号变为调制信号。 26，3 .扩大频率调制器的线性频率片偏移的方法在直接频率调制电路中，调制特性的非线性随着最大相对频率片偏移fm/fc变大(不符点)。 一旦已定义最大相对频率片偏移fm/fc，就还针对特定fm定义fm，所述fm的值与调制频率的量值无关。27、第三节变容二极管直接频率调制电路、7.3.1变容二极管1 )变容二极管频率调制原理

7、其结电容Cj与施加在其两端的反向偏置电压u间具有以下关系：(721 )、28、图712变容管的Cju曲线、29， 若设施加到静态变容二极管的调制信号电压为u(t)=Ucost，则将式(723 )代入式(723 )、30、式(721 )，则式(724 )、31、2 图713是变容二极管的直接频率调制电路，Cj作为电路总电容网站数据库到电路。 图7-13(b )是图713(a )的振荡电路的简化射频波电路。 由此可知，当对可变电容管施加u(t )时，Cj随时间变化(时变电容)，如图714(a )所示，此时的振荡频率在(725 )、32、图713的可变电容管作为电路总电容与电路、33全部连接的实际应

8、用中，通常为2 因此，通常以将电容串联或并联连接到变容二极管的方式来调整电路总电容c和电压u之间的特性。35、图716变容二极管直接频率调制电路例(a )实电路(b )等效电路、36、第4节其他直接频率调制电路1 .石英谐振器直接频率调制电路变容二极管(针对LC震荡器)直接频率调制电路的中心频率稳定度差。 为了得到高稳定度的频率调制信号，需要采取追加自动频率微调电路和锁相环等频率稳定对策(第8章研究)。 另一种频率稳定作用的简单方法是直接对石英谐振器进行调频。 37、图720石英谐振器直接频率调制电路(a )的实际电路(b )交流等效电路，38、图720(a )是变容二极管对石英谐振器直接频率

9、调制电路，图(b )是其交流等效电路。 由图可知，该电路为并联型水晶振动穿孔电路，稳定度比镜电路高。 其中，变容二极管相当于石英谐振器的修整电容，与C1、C2的串联等效电容成为石英谐振器的负载电容CL。 该电路的振荡频率是(734 )、39、2 .缓和震荡器直接频率调制电路图721是频率调制三角波发生器的分块图。 调制信号控制恒流源发生器，当调制信号为零时，恒流源的输出电流为I。 当存在调制电压时，输出电流为I I(t )，并且I(t )与调制信号成比例。 40、图721三角波频率调制分块图、41、图722电压比较仪的迟滞现象特性和投入产出波形、42、第五节间频率调制电路图724是变容二极管调

10、制电路。把由调制信号控制的可变电容管作为振荡电路的一个元件。 Lc1、Lc2是射频波高频扼流圈，分别防止射频波信号侵入直流电源及调制信号源。 高q并联振荡电路的电压电流间相移为(735 )、43、图724单电路可变电容管调制器、44、/6时，tan、上式以输入调制信号为Ucost，将其瞬时频率片偏移(在此为电路谐振频率的片偏移)简化为2，间接频率调制：积分后进行相位调制。 调相方法：信号经由LC电路，用调制信号改变LC电路中的电容元件残奥计。 第四十六、四十七和第六节点经频率调制信号的解调、第一和鉴别器的经调制波的解调是从经调制波恢复原始经调制信号的过程。 频率调制波的解调电路被称为频率检测器

11、或鉴别器(FD )，而调相运行波的解调电路被称为相位检测器或鉴别器(PD )。 48、图7至26中的鉴别器和鉴别器特性；49、对鉴别器的另一个要求是鉴别器的大的传输间谍批次。 所谓向错转换间谍定批d，是载波频率下的向错特性的斜率，表示在单位频率片偏移产生的解调输出电压。 向错也称为向错灵敏度，并且可通过表达式来表示，其中，其它指标：中心频率、向错带宽、线性度、50，二、直接向错直接脉冲计数式向错信号的信息委托于调制波的频率在某种意义上，信号频率是信号电压或电流波形每单位时间的过零点(或过零点)的次数。 在脉冲或数字信号的情况下，信号频率等于信号脉冲的数量。 将基于该原理的鉴频器称为零交叉鉴频器

12、或脉冲计数式鉴频器。 51、图727由于直接脉冲计数式鉴别器、52、3、间接鉴别器1 .振幅鉴别法频率调制波的振幅一定，所以不能用直接包络检波器进行解调。 由于二极管峰值包络检波器线路简单、性能好，所以能够将包络检波器用于频率调制解调器，当然，如果能够将等宽度的频率调制信号变换为振幅因瞬时频率而变化的频率调制和振幅调变两者的FMAM波，则能够通过包络检波器对该频率调制信号进行解调将由该原理构成的鉴别器称为振幅鉴别器。 其工作原理如图727所示。 53、(a )幅度鉴别器的分块图(b )电路变换特性图728的幅度鉴别器原理、解调方法、微分法、54、1 )直接时域微分法可以通过在将调制信号设为u=

13、f(t )、将频率调制波设为(739 )、(740 )时对该式直接进行微分而得到2 ) 斜率向错法利用调谐电路的振幅特性倾斜部来解调FM波的方法称为斜率向错，在斜率向错电路中，为了利用调谐电路的失步状态而称为失步电路法，在此，折断线是两电路的谐振曲线。 如从图可见，可以获得良好的线性响应，其失真小，灵敏度也高于单个电路鉴别器。 58、图731单环路斜率鉴别器、59、图732双失调平衡鉴别器、60、图733图731的各点波形、61、图734双失调鉴别器的鉴别器特性、62， 2 .相位鉴别器相位鉴别器的原理分块图734中所示的图中的电路变换具有线性频率相位转换特性，并且可以将等幅度频率调制信号转换

14、成相位随着瞬时频率而变化的频率调制和调相运行两者的FMPM波形。 图735相位向错法的原理分块图、重日式榻榻米型向错、乘积型向错、电容耦合、电感耦合、63、相位向错法的关键是相位检波器。 相位检测器或鉴别器是用于检测两个信号之间的相位差并且完成相位差电压转换操作的零配件或电路。 输入鉴别器的两个信号分别被设为(741 )和(742 )，并且除了该鉴别器外，鉴别器的输出电压uo都是瞬时相位差的函数(743 )，64，1 )积分型相位鉴别器被采用集成型鉴别器来作为光盘在积分型相移鉴别器中，如图735所示，所述线性相位移网通常是单谐振电路(或耦合电路)，而所述相位检测器是积分型鉴别器。 图736是积

15、分型相位鉴别法、65、鉴别器输入PM信号。 即，另一输入信号是原始的同频率正交载波。 亦即，由于：-、66，如果集成鉴别器与同步检波器在电路配置上相同，即，与输入调相信号的载波正交，则同步检波器被留心成为集成鉴别器。 另外，如果满足的话。 67、设乘法器的乘积因子为k，通过乘法器和低通滤镜后的输出电压为2 )重日式榻榻米型相位鉴频器方法采用重日式榻榻米型相位鉴频器实现鉴频器的方法称为重日式榻榻米型相位鉴频器方法。 在重日式榻榻米型鉴别器中，首先将u1和u2(等式(741 )和(742 ) )相加，将两者的相位差的变化转换为合成信号的幅度变化，并且通过包络检测器来检测幅度变化，从而实现所述鉴别的目的。 (744 )、68、下图是重日式榻榻米型鉴别器的原理分块图，以下以平衡型鉴别器为例进行分析：双日式榻榻米型鉴别器、输入调制波为： 设同频正交载波信号：包络检波器