数字电路设计课件 第4讲 导线VIP

1、1.数字集成电路，第4、2讲。引言在集成电路的大部分发展过程中，互连线对芯片的影响在设计中被忽略了。随着技术的发展，在深亚微米/超深亚微米中，由导线引起的寄生效应对电路性能的影响越来越大。仔细分析互连在半导体技术中的功能和特性，如速度、能耗和可靠性，对于数字集成电路设计非常重要。3、集成电路中构成导线的因素，金属：铝、铜和多晶硅实现了源漏区氮、磷扩散层的重掺杂；4、导线的寄生参数效应，电容、电阻和电感增加了传播延迟，性能下降影响了能量消耗和功率分配，这将导致额外的噪声源，从而影响电路的可靠性。在分析和设计过程中，考虑所有节点的所有寄生效应是不现实的。总线网络中的每条线都将一个或多个发射器连接到

2、一组接收器。每根导线由一系列不同长度和几何尺寸的线段组成。假设所有导体段在同一互连层上实现，并且通过绝缘材料层与硅衬底以及彼此隔离。6.互连线对芯片的影响。导体模型，全包模型，仅容量，8。在分析过程中简化了模型。如果导体的电阻很大或者外部信号的上升和下降时间很慢，电感的影响可以忽略不计。(电流变化的微分速度)当导体较短、导体的横截面积较大或所用互连材料的电阻率很低时，可以采用仅包含电容的模型。当相邻导线之间的距离较大时，或者当导线仅在短距离内彼此靠近时，导线之间的电容可以忽略，并且所有寄生电容可以模拟为接地电容。9，4.3.1互连参数，电容，10，导线互连电容，11，电容：板模型，12，介电常

3、数，真空，气凝胶，聚酰亚胺(有机物)，二氧化硅，玻璃环氧树脂，氮化硅，氧化铝，硅，13，板电容模型过于简单，为了相反，较小的w值会导致更密集的布线。W/H值正在稳步下降，在先进技术中已降至1以下。平行板的电容模型变得非常不准确，导体侧和衬底之间的电容(边缘电容)不能忽略，而是成为总电容的一部分。14，边缘电容，边缘电容的计算：等效于圆柱电容器的电容，15，边缘对平行板，当宽高比小于1.5时，边缘电容成为主要部分。对于较小的线宽，边缘电容可以将总电容增加10倍以上。一个有趣的现象是，当线宽小于绝缘层的厚度时，总电容趋于1pF/cm，这不再与线宽相关。16.线间电容，每条导线不仅与接地基板耦合，还

4、与同一层和相邻层上的相邻导线耦合。17，互连电容和设计规则之间的关系，假设绝缘层和导线的厚度保持不变，而其他尺寸成比例地变化。当w小于1.75时，导线之间的电容开始占主导地位。18，布线电容s(0.25毫米CMOS)，单位：Af()1f 1018 Af，19，同一层中导线之间的电容，这些数据包括板电容和边缘电容。电容值与过程密切相关(典型值见表)。放置在相邻层上的接地层将终止大部分边缘电场，并有效降低导线之间的电容。由于多晶硅的厚度较小，线之间的电容降低。厚Al5线的线间电容最大，因此它用于对干扰不敏感的全局信号，如电源线。20，示例1。对于金属线的电容，考虑在第一层金属铝上分布一条长度为10

5、厘米、宽度为1米的连接线。(1)计算其极板电容和边缘电容；(2)计算第二导体和第一导体之间的耦合电容，假设seco解决方案：(1)极板电容：(0.1106 m2)X 30aF/m2=3pF边缘电容：2x(0.1106m)X 40aF/m=8pF(两侧)总电容：11pF (2)耦合电容：C inter=(0.1106m)X 95af，21，4.3.2互连，电阻，22，线电阻，23，普通导体的电阻率，铝是最常用的，但电阻率较大。随着对性能的要求越来越高，在最先进的技术中，越来越多地选择铜作为导体。24，薄层电阻，结论：铝是长互连线的首选材料。多晶硅只能用于局部互连。虽然扩散层(n，p)的阻挡电阻相

6、当于多晶硅，但应避免使用扩散层作为布线，因为它们的电容大(导致大的RC延迟)。25，处理电阻，选择性技术缩放使用更好的互连材料减少平均导线长度，例如铜，硅化物更多的互连层减少平均导线长度，26，多晶硅栅极金属氧化物半导体场效应晶体管，低电阻率，例如，二氧化硅的电阻率为130/厘米，约为多晶硅的1/8，具有良好的粘附性和覆盖性，27，接触电阻，以及布线层之间切换带来的额外电阻。优先考虑布线策略时，尽可能将信号线保持在一层上，并避免过多的触点或过孔。使接触孔更大可以降低接触电阻，但是电流倾向于集中在更大的接触孔周围。这种效应被称为电流集中，它将在实践中限制接触孔的最大尺寸。例如，28。金属丝的电阻

7、，长10厘米，宽1米，金属丝的电阻在第一层铝上。解决方案：假设铝的薄层电阻为0.075/，那么：电阻为0.075/X (0.1 X 106 m)/(1 m)=7.5k。如果用薄层电阻为175/的多晶硅来实现这种导线，总电阻将增加到17.5M，这是不可接受的！29，现代互连，30，集肤效应，传统上，导线的电阻被认为是线性和恒定的；在非常高的频率下，导线电阻与频率有关；高频电流主要在导体表面流动，其电流密度随着进入导体的深度呈指数下降。31，皮肤深度，定义为电流下降到其额定值e1的深度，其中：f是信号的频率；是周围电介质的介电常数(通常等于真空的介电常数，即4107小时/米)，铝在1千兆赫时的趋肤

8、深度为2.6米，32，这是高频时单位电阻的表达式。在高频时，电阻的增加会导致导线上传输的信号进一步衰减，从而产生失真。33，集肤效应的出现，以及当集肤深度等于导体的最大尺寸(w或h)的一半时的频率fs。当频率低于fs时，导体的整个横截面都在传导电流，导体的电阻等于低频时的电阻(常数)。34，例子：集肤效应和铝线，一种布置在二氧化硅绝缘层上的铝线，其介电常数为410-7H/m，其电阻率为2.710-8-m，并且从公式4.8可以发现，在1千兆赫时该线的最大尺寸至少为？会导致这种效果更加明显。35，不同宽度导体的趋肤效应。在1千兆赫时，宽度为20米的导体的电阻增加30，而宽度为1米的导体的电阻仅增加

9、2。36，皮肤效应概述，皮肤效应是宽导线的问题。因为时钟线通常在芯片上传输最高频率的信号，而且限制电阻的范围很广，所以趋肤效应首先影响这些线。使用像铜这样的良导体会导致较低频率的趋肤效应。(因为良导体的电阻率低，公式4.8)，37，4.3.3互连，电感，38，电感介绍，在低速设计中，不考虑电感。在高速设计中，长导线之间的电磁感应会相互影响(即串扰)，导线之间会发生39，电感的计算方法，定义：也可以直接从导线的几何尺寸和它。电容c与导线电感l之间的关系(单位长度):周围介质的介电常数：周围介质的磁导率，40，示例4.4中半导体导线的电感。通过0.25米CMOS工艺实现的Al1线布置在场氧上，线的

10、单位长度电容可以从表4.2中计算。W=0.4 m，c=92af/m，l=0.47ph/m，w=1 m，c=110af/m，l=0.39ph/m，w=10 m，c=380af/m，l=。虽然简单，但很有价值。在设计过程的早期阶段，当您想要关注连接的晶体管的特性和特性时，通常会使用理想的导线模型。在研究小型电路元件时，导线通常非常短，因此它们的寄生参数可以忽略不计。43，4.4.2集总模型，导线的寄生参数沿长度分布，不能集中到一点；当只有一个寄生元件占优势，并且这些寄生元件之间的相互作用很小，或者只考虑电路特性的一个方面时，将不同的部分组装成单个电路元件通常是有用的。44，集总模型，只要导线的电阻

11、小，开关频率低，只有电容效应可以合理考虑，分布电容可以集总为一个电容。在这个模型中，导体仍然是一个等电位区，导体本身不会引入任何延迟。对性能的唯一影响是驱动栅极上电容的负载效应。45，示例4.5计算导线的传输延迟和上升延迟。假设使用具有10K内阻的驱动器驱动长度为10厘米、宽度为1米的铝导体，以计算导体的传输延迟和上升延迟。边缘电容：解决方案：极板电容：总电容：11pF，电路瞬态响应函数：时间至50:时间至1090:太慢！为了减小驱动器电源的内部电阻，46。集总电容模型是最常见的应用，它在分析电阻和电感效应方面也非常有效。电力线的电阻和电感可被视为寄生噪声源，这会导致电力线上的电压降或振荡。4

12、7，4.4.3集总钢筋混凝土模型，集总电容模型仅考虑电容。当导线很长时(超过几毫米)，它有明显的阻力。集总电容模型中的等电位假设不再适用，必须采用阻容模型。每根导线的电阻组被组合成一个电阻，总电容被组合成一个电容。这个简单的模型被称为集总电阻模型。48，爱尔摩延迟，示例4.5。分析了单电阻单电容电路。其特性可用微分方程描述，瞬态响应用单时间常数的指数函数模拟。推导具有大量电容和电阻的电路的正确瞬态响应变得非常复杂，以至于不可能求解。如果不能全面地进行SPICE模拟，可以用埃尔默延迟公式来解决。49，集总的钢筋混凝土模型的电致发光更多的延迟，钢筋混凝土树的性质：1。该电路只有一个输入节点。2.所有电容都在某个节点和地之间。3.该电路不包含任何电阻回路。这种拓扑的含义是：在源节点和任何节点I之间有一条唯一的电阻路径，沿着这条路径的总电阻称为路径电阻Rii。从根节点s到节点k和节点I的两条路径的共享电阻：节点I处的爱尔摩延迟，s，50，查找节点I处的爱尔摩延迟，51，爱尔摩延迟RC链，52，线路模型，假设：条线路由n个等长段建模，对于n的大值：结论