硕士学位论文-PWM PFM自动切换的Buck 型变换器设计与实现.pdf

分类号：tn432密级：公开 udc：621.3学号： 087335 东南大学 工 程 硕 士 学 位 论 文 东南大学 工 程 硕 士 学 位 论 文 pwm/pfm 自动切换的 buck 型变换器 设计与实现 研究生姓名：周 乃 明研究生姓名：周 乃 明 导师姓名：常昌远副教授导师姓名：常昌远副教授 耿益飞 高级工程师耿益飞 高级工程师 申请学位级别工程硕士工程硕士工程领域名称集成电路工程集成电路工程 论文提交日期 2011 年年 11 月月 10 日日 论文答辩日期 2011 年年 11 月月 16 日日 学位授予单位东南大学东南大学学位授予日期2011 年月日年月日 答辩委员会主席任宏 高工任宏 高工评阅人李智群博导李智群博导 吴建辉博导吴建辉博导 2011 年 11月 10日 design and implementation of pwm/pfm automatic switching dc-dc buck converter athesis submitted to southeast university for theacademic degree of master of engineering by zhou nai-ming supervised by associate prof chang chang-yuan and senior engineer geng yi-fei school of integrated circuits southeast university october 2011 东南大学学位论文独创性声明东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 研究生签名：日期： 东南大学学位论文使用授权声明东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅， 可 以公布（包括以电子信息形式刊登）论文的全部内容或中、英文摘要等部分内容。论文 的公布（包括以电子信息形式刊登）授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：导师签名：日期： 摘要 i 摘要摘要 随着许多电器电子产品的尺寸不断减小，人们在降低开关电源的体积、提高效率和 功率密度等方面做了很多工作。人们的日常生活已经离不开便携式产品，而传统工作模 式下轻载转换效率较低， 因此提高 dc-dc 变换器全载下的转换效率具有很重要的意义。 本文分析了 dc-dc 降压型变换器的工作原理，设计出了 pwm/pfm 自动切换的 dc-dc 变换器。根据不同的负载、不同的输出电压采用了不同的控制模式，如果是轻 载情况，变换器工作在 pfm 调制模式下，如果是重载情况，变换器工作在 pwm 调制 模式下。这样的控制策略实现了在系统级的功率优化，减少了系统功耗，提高了效率。 基于 csmc 0.6m cmos 工艺条件，利用 cadence 的 spectre 仿真工具完成晶体管 电路仿真、物理版图设计，芯片面积为 790m970m。最后芯片经过流片测试，测试 结果与仿真结果基本一致。其结果表明，变换器的输入电压范围为 2.5v6v，最大负载 电流可达 0.6a，负载调整率为 0.15%/a，线性调整率为 0.43%/v，实现了 pwm/pfm 两 种模式自动切换，轻载下的效率大于 80%，上述结果表明，该 dc-dc 降压型变换器达 到了设计指标。该论文可为以后的同类研究提供重要参考。 关键词：pwm/pfm 自动切换dc-dc 变换器自动切换转换效率 abstract iii abstract with the size of many electrical and electronic products continuing to reduce, people do a lot work to reduce the size of switching power supply, improve efficiency and power density. peoples daily life is inseparable from portable products, and the traditional mode conversion efficiency under light-load is low, thereby increasing the dc-dc converter conversion efficiency under full load is with very important significance. this paper analyzes the basic principle of dc-dc buck converter and also designs out a pwm/pfm automatic switching dc-dc converter. the converter could use different control modes dependent on different loading conditions and different output voltage with pfm working under light-load and pwm working under heavy-load. this control strategy achieves system-level poweroptimization, reducessystem power consumptionand improves efficiency. the simulation and layout design are carried out based on csmc 0.6m cmos process and spectre tool. the chip area is 790m 970m. and the test results and simulation results are basically the same. the results show that the converters input voltage range is 2.5v6v, maximum loading current is up to 0.6a, load regulation is 0.15%/a, line regulation is 0.43%/v, achieving automatic switching of pwm/pfm modes. the efficiency under light-load is greater than 80%. these results indicate that the proposed dc-dc buck converter achieves the design specifications and the paper can provide important information for future similar studies. keywords: pwm/pfm automatic switchingdc-dc converterautomatic switching conversion efficiency 目录 v 目录目录 摘要 i abstract iii 目录 v 第一章 绪论. 1 1.1 课题背景与意义. 1 1.2 国内外发展概况. 2 1.3 论文的内容和设计指标. 3 1.4 论文组织架构 4 第二章 buck 变换器的设计原理 5 2.1 buck 变换器基本工作原理 5 2.2 buck 变换器的调制方法 7 2.2.1 pwm 调制模式 7 2.2.2 pfm 调制模式. 8 2.2.3 pwm/pfm 自动切换. 10 2.3 buck 变换器的控制模式 10 2.4 dc-dc 变换器的功耗分析 12 2.4.1 静态功耗分析. 12 2.4.2 开关损耗分析. 13 2.5 本章小结. 14 第三章 pwm/pfm 自动切换的 buck 型稳压器的子电路设计15 3.1 系统设计的要求. 15 3.2 误差放大器设计. 17 3.2.1 误差放大器的电路设计.17 3.2.2 误差放大器的电路仿真结果.19 3.3 带隙基准电压源的设计. 20 3.3.1 带隙基准的电路设计 20 3.3.2 带隙基准电路的仿真结果.22 3.4 振荡器 osc 的设计 24 3.4.1 振荡器的电路设计 24 3.4.2 振荡器电路的仿真结果.26 3.5 pwm/pfm 自动切换电路的设计 27 3.5.1 pwm/pfm 自动切换的控制. 27 3.5.2 pwm/pfm 自动切换电路的设计. 29 3.5.3 pwm/pfm 自动切换电路的仿真结果. 30 3.6 本章小结. 31 第四章 系统性能仿真与版图设计. 33 4.1 系统仿真. 33 4.1.1 固定负载条件下系统仿真.33 4.1.2 pwm/pfm 自动切换的仿真. 34 4.1.3 线性调整率 35 4.1.4 负载调整率 36 4.2 系统版图设计. 37 4.2.1 版图布局布线要求 38 4.2.2 闩锁效应. 39 4.2.3 系统版图全图 40 4.3 本章小结. 41 第五章 测试结果与分析. 43 东南大学工程硕士学位论文 5.1 电感的选择. 43 5.2 输入电容 cin和输出电容 cout的选择. 44 5.3 pcb 板布局. 44 5.4 流片测试结果. 45 5.4.1 测试波形 46 5.4.2 芯片测试数据. 50 5.5 仿真与流片测试结果比较 53 5.6 本章小结. 54 第六章 总结和展望. 55 6.1 总结 55 6.2 展望 55 参考文献. 57 致谢. 61 第一章 绪论 1 第一章 绪论第一章 绪论 本章阐述了 dc-dc buck 变换器的应用背景和意义，介绍了国内外在开关电源方面 发展概况并比较了产品特性，提出了 dc-dc 变换器的研究方向，给出了本论文的性能 指标和各章节内容安排。 1.1 课题背景与意义课题背景与意义 随着许多电器电子产品的尺寸不断减小，人们在降低开关电源的体积、提高效率和 功率密度等方面做了很多工作。 20 世纪 80 年代，随着半导体技术的发展，能够将功率器件与驱动、控制等电路集 成封装，这可快速为客户提供产品，显著降低成本，提高可靠性。20 世纪 90 年代，功 率半导体器件有了许多新的进展，使实现开关电源的高频化有了可能。同步整流技术的 开发为研制高效率或低输出电压的开关电源创造了条件。 20世纪末， 软开关技术为 pwm 开关电源高频化后开关损耗大的问题提供了解决方案。 电流型控制以及多环技术已在开 关电源中得到较广的应用。电荷控制、一周期控制和 dsp 控制等技术的开发及相应专 用集成控制芯片的研究， 使开关电源的动态性能有很大的提高， 电路也有大幅度的简化。 而一些新的控制方法，如自适应、模糊控制，神经网络控制，以及各种调制策略在开关 电源中的应用， 已引起人们的注意。 另外各种电源智能化技术在国内外已经比较成熟1。 常用的 dc-dc 电源管理芯片包括：低压差线性变化器（ldo，low dropout linear regulators） ，脉冲宽度调制（pwm，pulse width modulation）开关变换器，脉冲宽度/ 频率调制（pwm/pfm，pulse width/frequency modulation）开关变换器。开关稳压电源 与线性稳压电源相比，其优点是小型化、效率高。它的这种优点适应电子设备的要求， 其应用范围也迅速扩大2。目前已成为国际市场上电源模块的首选。驱动集成电源市场 蓬勃发展，在提高性能的基础上，电子设备中使用的组件不断增加，并且消费电子产品 需要更多高性能的电源组件来支持日趋复杂的功能。 电源是电子设备的动力心脏， 其性能指标直接关系到电子设备的技术指标和整个系 统的安全性和可靠性。而开关稳压电源总的技术发展趋势是工作频率更高、功率更大、 功耗更低，而且低电压大电流开关模块在通讯设备中已得到广泛的使用，市场需求量巨 大。 东南大学工程硕士学位论文 2 表 1.1 为不同结构的 dc-dc 电源管理芯片特性。 表 1.1 不同结构的 dc-dc 电源管理芯片特征 特点ldo 变换器pwm 开关变换器pwm/pfm 开关变换器 设计复杂性低中到高高 成本低中高 噪声低较高中 效率轻载时较好轻载时较差全载范围均较好 输出电流能力中大大 需要磁性元件不需要需要需要 局限性低压差，不能升压emi，纹波较大不适低噪声应用 表 1.1 可以清楚地看到，pwm/pfm 开关变换器性能良好、全载效率最高，本文的 研究将基于 pwm/pfm 自动切换的 dc-dc 开关变换器。 1.2 国内外发展概况国内外发展概况 电源是电子产品的一个重要组成部分，在不同的工作模式和工作状态下，电子设备 需要的电源电压不同， 电子系统的工作电压越来越低。 现在的电子消费市场上， 像手机、 个人数字助理等这种由电池供电的便携式电子系统的需求量越来越大。 作为便携式电子 产品， 电池的使用寿命最受关注。 电子产品的功能越来越复杂， 芯片的集成度越来越高， 这就使得电子系统的功耗越来越大。但是电池的发展速度缓慢，很难找到高容量同时质 量又轻的电池，因此为了延长电池的寿命，使用低功耗、高效率的开关电源芯片成为一 种趋势。 目前世界上各大半导体公司均纷纷加大对高性能电源管理芯片设计的投入， 推出新 的产品。由于工艺尺寸越来越小功能也越来越复杂，很多问题的解决需要引入许多新的 技术，如：软开关技术、同步整流技术、多工作模式等这些技术提高了 dc-dc 变换器 的性能，减少了损耗，对消费电子产业起到了很大推动作用。 开关电源发展的趋势是为了满足市场对电源性能不断提高的要求，dc-dc 电源开 始向高效率、高功率、低压大电流、良好的动态特性以及宽输入范围等方向发展，薄型 化、模块化、标准化等电路拓扑结构得到日益广泛的应用。 表 1.2 为国外一些基于 pwm/pfm 模式成熟产品的特性。 第一章 绪论 3 表 1.2 国外成熟产品的特性 产品型号输入电压范围输出电压范围最大输出电流频率效率 xc92162.0-6.0v0.9-4.0v0.4a1.2mhz90% ltc34062.5-5.5v0.6-vin0.6a1.5mhz96% ltc34091.5-5.5v0.6-vin0.6a1.7mhz(2.6mhz)95% 可以看出，开发高功率密度、高效率、高性能、高可靠性以及智能化的开关电源是 当今和未来的主要设计目标。表现如下几个方面3： (1)提高 dc-dc 变换器的工作效率和可靠性。随着变换器越来越多的器件集成在芯 片内部，可靠性和效率得到不断的提高。电容、光电耦合器以及功率 mos 等元器件的 寿命决定开关电源的寿命。因此，要尽可能采用较少的元器件，提高集成度。另外， 开 关电源的工作效率高，会使自身发热减少、散热容易，从而达到高功率密度、高可靠性。 (2)dc-dc 变换器的小型化、轻量化和高频化。变换器的体积、重量主要由储能元件 (磁性元件和电容)决定，因此，开关电源的小型化实质上就是尽可能减小储能元件的体 积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感以及变压器的尺寸， 而且还可抑制干扰、 改善电源系统的动态性能。 因此， 高频化是变换器的主要发展方向。 (3)低噪声和良好的动态响应。变换器的缺点之一是噪声大。单纯追求高频化，噪声 也会随之增大。采用部分谐振变换电路技术，既可以提高频率，又可以降低噪声。各种 新型拓扑结构和优秀控制器的研制开发都有效地改善了开关电源的动态响应。 采用了控 制集成电路的开关电源更具有效率高、 输出稳定、 可靠性高， 并可实现远程控制等功能， 是世界电源的发展趋势。 1.3 论文的内容和设计指标论文的内容和设计指标 本课题主要研究 pwm/pfm 自动切换的 buck 型变换器的设计与实现，并解决实际 工程应用问题以达到市场量产标准， 具有工程应用价值。 该变换器工作电压范围 2.5-6v， 输出电压为 1.5v，工作频率 1.5mhz。系统采用 0.6m cmos 混合工艺实现，给出关键 电路设计结合cadence spectre软件进行电路模块及系统的仿真、 进行版图设计进行流片， 最后给出测试结果验证其性能极其可靠性以满足市场需求。 东南大学工程硕士学位论文 4 本文的设计指标如下： 1、输入电压范围：2.5v6v2、负载电流范围：00.6a 3、输出电压：1.5v4、工作频率：1.5mhz 5、轻载转换效率（vin=3.6v，iout=20ma） ：75% 6、重载转换效率（vin=3.6v，iout=200ma） ：90% 7、 负载调整率（200ma500ma） ： 2 1 ， 以保证il为连续工作状态，否则会导致开关电源的损耗增加，纹波增大。由式（2.1） 、 （2.2）可得，临界电感值lc为： on o oin off o o c t i vv t i v l 22 =（2.4） 纹波电容c的大小取决于对输出电压纹波大小的要求。如果输出的波动量最大值为 o v，则c为： 第二章 buck 变换器主电路及基本工作原理 7 o o vf i c 4 （2.5） 式中 s t f 1 =为脉冲频率。 2.2 buck 变换器的调制方法变换器的调制方法 一个好的控制方式不仅包括稳定性和快速响应性还包括控制精度、体积成本、控制 效率等因素。 按照控制方式的不同，dc-dc变换器可分为pwm（pulse width modulation） 和pfm（pulse frequency modulation）两种方式。 pwm是使开关操作频率固定，只改变导通时间宽度的控制方式。pfm是导通时间 宽度保持一定，只改变工作频率以控制输出电压的方式。两种模式的优缺点如表2.1所 示。 表 2.1pwm 和 pfm 控制方式的比较 控制 方式 工作 频率 占空比效率 重载轻载 pwm固定不变随负载变化高低 pfm随负载变化不变低高 由于考虑到变换效率和功耗的因素，根据表2.1两种模式的优缺点，本文提出了 pwm 和 pfm 结合的方式，即轻载下开关电源 pfm 模式工作，重载下开关电源 pwm 模式工作。这样有效的提高了轻载与重载下开关电源的效率。 2.2.1 pwm 调制模式调制模式 pwm是目前应用在开关电源中最为广泛的一种控制方式，它的特点是噪声低、满 负载时效率高且能工作在连续导通模式。 pwm是固定高频信号频率，由低频信号来控制输出占空比，体现低频信号的变化 趋势，通过高频信号与变化的低频信号相比较，得到一个占空比信号，其调制原理如图 2-2所示： 东南大学工程硕士学位论文 8 v t 低频信号 高频信号 图 2-2 pwm 调制原理 这种控制技术能够在较宽的负载范围内保持较高的转换效率。此外，由于开关频率 是固定的，因而使得噪声频谱的带宽很窄。这样只需简单的低通滤波器就能大大降低输 出电压纹波8，因此pwm控制结构已被广泛应用于音频设备等对噪声影响较为敏感的 电路系统中。 2.2.2 pfm 调制模式调制模式 目前高频高效的buck变换器的应用越来越广泛。通常系统在满输出负载时，系统 工作于ccm即连续电流模式。 但是当系统的输出负载从满载到轻载然后到空载变化的过 程中，系统的工作模式也会发生相应的改变。pfm的缺点是负载调整率范围窄，滤波成 本高9。目前，降压型buck变换器在轻载有三种工作模式：突发模式、跳脉冲模式和 强迫连续模式。在实际的应用中，针对这三种模式的优点及缺点，应该根据系统对输出 纹波和效率的具体要求来选取相应的工作模式。 1.突发模式（burst mode）， 突发模式工作原理图如图2-3所示，其电路由一个比较器组成，通过检测误差放大器 的输出电压来检测负载的变化。 由于突发模式通过比较器控制高端开关管工作的时间很 短，停止工作的时间很长，因此极大的降低了开关损耗，提高系统的效率。 第二章 buck 变换器主电路及基本工作原理 9 fb v b v 图 2-3 突发模式原理图 另一方面由于高端开关管停止工作的时间很长，在此期间，输出电容将维持输出的 负载的能量，输出电容的电压降低较大的值，因此输出电容的纹波电压大，即输出的纹 波电压大。burst 控制波形图如图 2-4 所示。 burst switch vout 图 2-4 burst 控制波形图 突发脉冲模式通过迟滞比较器检测输出电压，缩短激活模式的时间，延长了系统待 机的时间，降低了功率损耗，具有最高轻载效率。 2.跳脉冲模式（pulse skip mode） 跳脉冲模式信号是基于恒定宽度固定频率的脉冲信号。当负载变轻时，就会有一些 控制周期被跳过，在被跳过的周期里，功率管一直处于关断状态，跳脉冲模式即是通过 控制跳过功率管套筒脉冲的周期数来稳定输出电压的高低，该控制模式的效率较高、 且 受负载影响较小，纹波较小。控制波形图如图 2-5 所示。 图 2-5 psm 控制模型图 3.强迫连续模式（force mode） 强迫连续模式使得电感的电流在一个开关周期中的某一段时间内可以反向流动，从 而得到最好轻载调整率和最小的输出电压纹波。吸收电流时，在同步管关断后主开关管 东南大学工程硕士学位论文 10 导通前有一段死区时间，在此死区时间时，电感的电流将被迫的返回到主电源，这可能 把输入电压即输入电容的电压提升到一个高的电压电平，设计时必须对此小心，所以增 加了设计的难度。因为主开关管和同步开关管在每个周期都在工作，即使在轻负载的条 件下，每个开关周期输入和输出的能量都能够得到平移，因此输出电压的纹波也最小。 允许电感电流反向流动的优点，输出纹波电压和频率在整个负载变化范围内恒定， 并且降低了效率，滤除噪声，适用于通讯等要求干扰噪声低的应用。 针对上面的描述，轻载下三种模式的优缺点如表2.2所示 表2.2 开关变换器轻载工作方式对比 工作方式效率纹波方案实现 突发模式高大中等 跳脉冲模式中中简单 强迫连续模式低小困难 在轻载模式下本文采用了跳脉冲模式，这样大大简化了设计方案并能满足工程的需 要。 2.2.3 pwm/pfm 自动切换自动切换 根据前面的分析，本文采用pwm/pfm自动切换模式，传统的pwm模式在重载时 具有较高的效率， 但在轻载时效率较低。 故pwm模式在轻载时不如pfm模式， 而pwm 在重载时的效率要高。在目前的电源管理芯片应用中，为了能在较大的负载范围内实现 较高的转换效率，很多芯片都采用了pwm/pfm双模式方案，重载时采用pwm模式， 轻载时采用pfm模式。本设计采用的就是pwm/pfm自动切换模式的结构。 系统工作在pwm模式时，每个周期均由时钟信号开通与关闭导通管，当负载变轻 时，系统检测输出电压经过比较使系统工作在pfm模式，以减小开关损耗，提高效率。 本文设计的pfm模式，通过导通脉冲个数来实现对输出电压的调节，第三章会详细阐 述pwm/pfm自动切换原理。 2.3 buck 变换器的控制模式变换器的控制模式 buck变换器的控制模式分为两种：电压控制模式和电流控制模式。电压控制模式仅 利用输出电压作为反馈控制信号； 电流控制模式指同时采用电流和输出电压作为反馈控 第二章 buck 变换器主电路及基本工作原理 11 制信号。因此无论是电压模式还是电流模式，都有输出电压反馈和电压调节器，所不同 的是电压模式控制系统中仅有一个电压反馈控制环；电流模式控制系统中，除电压反馈 控制环外，还存在电流控制环。 20世纪70年代末开始出现了电流模式控制方式，具有一下几个优点： （1）系统的稳定性增强，稳定域扩大。 （2）对输入电压响应快，抗干扰性强。电源的输入电压的变化，必然会引起电流斜 率的变化。若电压升高，则电流增长变快，反之变慢，只要电流脉冲达到了预定的幅度， 电流控制回路就会有响应，使得脉冲宽度发生改变，保证输出电压的稳定。 （3）能够快速限制电流。由于有了电流控制环，通过对电流给定信号的限幅，可以 很容易地限制电路中的电流，从而有效的降低开关器件和电感等元件受到的电流冲击， 这对很容易因果电流而损坏的高频电力电子器件十分有益。 （4）回路稳定性好、负载响应快。电流型控制可以当作是一个受输出电压控制的电 流源，而电流源的电流大小就反映了电源输出电压的大小。因为电感中电流脉冲的幅值 是与直流输出电流的平均值成正比的，因为电感的延迟效应没有了。 电压控制模式是最早应用于开关电源中的一种模式，其结构比较简单，系统框图如 图2-6所示。 图 2-6 电压模式 pwm 控制原理图 电压模式pwm控制具体工作原理分析如下：输出电压vout经过rf1和rf2分压反 馈到误差放大器的反相端，该电压信号vfb和基准电压vref的差值经误差放大器放大， 得到误差信号vea，该信号值与锯齿波信号vramp相比较，得到脉冲控制信号vsw控制开 关管，经过lc网络后得到稳定的输出电压vout。 电流控制模式的结构比较复杂，它把输出电压反馈到误差放大器的反相端，与基准 电压相比较，产生的控制电压和电流反馈信号相叠加，再与振荡器产生的三角波进行比 东南大学工程硕士学位论文 12 较，最终产生占空比可变化的方波来控制开关管和整流管的导通和截止。整个系统实际 上有两个控制环路，一个是电压环路，另一个是电流环路，结构虽然复杂但是性能好， 因此，电流模式的变换器逐渐成为主流产品11。 2.4 dcdc 变换器的功耗分析变换器的功耗分析 要提高便携式设备的寿命，主要有两种途径：1）提高电池存储能量；2）充分减小 电源管理的损耗。本文主要着重于第二种途径，开关电源的效率一般表示为： %100 = in lossin in out p pp p p （2.6） 从上式可以看出，开关电源的功耗为输出的有效能量与输入的总能量的比值，因此 要提高开关电源的效率，就必须降低其功耗 loss p。一般来说，变换器功耗 loss p可以表示 为: switchdriveconductquiescentloss ppppp+=（2.7） 式2.7中 loss p主要由开关电源芯片的静态功耗， 芯片驱动电路的驱动功耗， 以及功率 及的导通损耗和开关损耗组成。 按照功耗性质可以将上述四种功耗分成和变换器工作 频率有关的开关功耗，以及和变换器工作频率无关的静态功耗。开关功耗包括驱动功耗 drive p和芯片开关功耗 switch p， 静态功耗包括导通功耗 conduct p和芯片静态功耗 quiescent p。 下面 分别分析这两种功耗并给出本设计中使用的优化方法。 2.4.1 静态功耗分析静态功耗分析 静态功耗包括导通功耗 conduct p和芯片静态功耗 quiescent p，其中 quiescent p指电源给控制芯 片内部模块供电所消耗的功耗，由于芯片控制电路的驱动电流多为ua级别，这个功耗 是较小的;导通损耗指在功率级中的开关管的导通电阻上的损耗， 这是静态功耗的主要组 成部分。 以buck电路为例计算导通损耗，这里将功率开关管看作是一个理想开关和一个导 通电阻串联。其导通损耗模型如图2-7所示。 第二章 buck 变换器主电路及基本工作原理 13 1ron r 2ron r esr r 图 2-7 buck 型电路计算导通损耗模型 则buck电路导通损耗可以表示为： )( 21 2 21esrronronoutesrronronconduct rrripppp+=+=（2.8） 其中 1ron r、 2ron r分别为功率开关管pmos管和nmos管的导通电阻。本设计在拓 扑级，采用同步整流技术，使用nmos管取代功率二极管，减小了 2ron r的值。对于轻 载模式，进入pfm工作模式，使芯片工作数个周期后休眠数个周期，减小了芯片静态 功耗。 2.4.2 开关损耗分析开关损耗分析 开关功耗包括驱动功耗 drive p和开关功耗 switch p，其中 drive p指芯片驱动电路的功耗， switch p指开关管开关时其栅极电容充放电所产生的功耗。 首先计算对电容充电到vin所消 耗的驱动损耗，设电容上的电压电流为( )tu，( )ti则消耗的能量为： ( )( )dttitue t = 0 （2.9） 由电容充放电公式，可求得一周期充放电在功率管栅极上消耗的能量为： ( )( ) 222 0 intotaltotal vcutuce=（2.10） 则开关功耗为： ( )( ) sintotal s total switch fvc t utuc p 2 22 0 = =（2.11） 注意到驱动电路事实上就是由一系列管子逐渐变大的反相器组成的，因此其开关功 耗也能用上述公式描述，这样总的开关功耗就可以统一表示为： sin i mitotaldriveswitch fvccp 2 4 0 += = + （2.12） 东南大学工程硕士学位论文 14 其中 total c为功率管栅极电容，其值为： () oxnnoxpptotal clwclwc+= 2 3 （2.13） 1m c 4m c为驱动四级反相器的输出节点等效电容， s f为开关频率。当重载时，由于 流过功率开关管的电流较大，上述静态导通损耗占总功耗的主要部分，开关功耗并不突 出；但在轻载时，输出电流比较小，可以看出驱动损耗将会是系统最主要的能耗损失。 由于导通损耗变小，若芯片仍以pwm模式工作，开关功耗和驱动功耗仍保持不变，成 为主要功耗，其占总输入能量的比例将上升，导致系统效率降低。最直接的解决办法是 在此时降低开关频率，但考虑到环路稳定性和输出电压纹波，这种方法是不可取的。 本 设计对静态功耗作的优化是通过控制策略实现的，主要包括:选择输入电压分段控制方 法，减少一个开关周期内开关的管子数量。在轻载时引入pfm模式，使芯片工作数个 周期后休眠数个周期， 降低了系统等效开关频率 s f， 最大程度上减小了功率管开关次数， 这些方法都有效地减小了系统开关功耗。 2.5 本章小结本章小结 本章从buck变换器的拓扑工作原理开始，分析了pwm与pfm两种模式的特点， 比较了三类pfm的优缺点， 并对buck变换器电压模式和电流模式两种控制模式进行了 分析，为后面第三章、第四章的电路设计提供理论基础。最终依据本论文的情况，选择 了pwm/pfm两种模式自动切换的电流控制变换器。 第三章 pwm/pfm 自动切换的同步降压型稳压器的子电路设计 15 第三章第三章 pwm/pfm 自动切换的自动切换的 buck 型稳压器 的子电路设计 型稳压器 的子电路设计 本章从buck dc-dc变换器的系统架构入手，了解系统的系统性能指标要求，设计 了误差放大器、带隙基准、振荡器及模式切换电路。 3.1 系统设计的要求系统设计的要求 本论文设计了一种pwm/pfm自动切换的同步稳压器芯片，此芯片可以根据负载的 差异自动调节控制模式。在重载情况下工作在pwm（脉冲宽度调制：pulse width modulation）模式下，在轻载情况下工作在pfm（脉冲宽度调制：pulse frequency modulation）模式下，这种自动切换工作模式使得芯片在全负载范围内都保持了较高的 效率。 降压型 dc-dc 芯片内部系统框图如图 3-1 所示，整个系统包括的各个功能模块： 使能模块（ce/mode） 、欠压闭锁（u.v.l.o）模块、带隙基准模块、误差放大器模块、 pwm/pfm 调制自动切换电路模块、振荡器（osc）产生器模块、pwm 比较器模块、 斜坡补偿信号产生电路模块以及各个功能的保护模块等等。 gnd ce vin sw vout r1 r2 相位补偿 pwm比较器 驱动 逻辑 限流&反馈 斜波发生器 &osc ce模块u.v.l.o u.v.l.o 比较器 误差放大器 基准& 软启动 pwm/pfm 自动切换 pmos nmos 图 3-1 降压型 dc-dc 芯片内部系统框图 如图 r1、r2 为采样电阻，它通过一定的比例把输出电压采样与参考源 vref 相比 较。误差放大器将采样信号与参考电压的差放大送给 pwm 比较器的输入的一端，将其 东南大学工程硕士学位论文 16 与频率一定的锯齿波比较后得到频率一定的、脉冲宽度被调至的方波，该方波就是所谓 的脉冲宽度调制波（pwm） 。pwm 经过适当的逻辑和驱动能力处理后送给输出级。 本文设计的具体指标如表 3.1 所示。 表 3.1 系统设计指标要求 技术指标参数值 工作电压范围 vin2.56v 输出电压 vout1.5v 工作频率 fosc1.5mhz 最大输出电流能力 iout600ma 电源效率90% 负载调整率 3）基准电压的温度系数小于 200ppm/ 第三章 pwm/pfm 自动切换的同步降压型稳压器的子电路设计 17 误差放大器误差放大器的设计为 dc-dc 开关电源的重要设计难点之一。 在保证系 统稳定的前提下，实现较高的环路增益和 gbw，提高负载、线性调节 和瞬态响应性能。 指标：1）开环增益dbav40 0 2）交流增益dbav20（在截止频率处） 3）相位裕度45? 振荡器产生一定周期的锯齿波信号，送给 pwm 比较器的输入端。 指标：1）振荡频率等于 1.5mhz 2）振荡器最大占空比等于 93% 3）温度在-40150变换范围内，振荡器频率变化在 10%之 内。 斜坡补偿保证 pwm 信号占空大于 50%时系统工作的稳定性。 3.2 误差放大器设计误差放大器设计 误差放大器的设计及补偿为 dc-dc 开关电源的重要设计难点之一。在保证系统稳 定的前提下，实现较高的环路增益和 gbw，提高负载变化、线性调节和瞬态响应性能。 单位增益(unity gain)时相位裕度必须大于45?，这样有效保证了闭环反馈系统工作 的稳定。 同时单位增益交叉频率要低于芯片开关工作频率的 1/2 （设计中是介于 1/31/10 fosc 之间），这样可以保证以输出电压的纹波大小。同时可以提高瞬态响应的速度14。 3.2.1 误差放大器的电路设计误差放大器的电路设计 在dc-dc变换器中，误差放大器（erramplifier）是输出电压检测模块的一部分， 它主要用于将反馈信号vfb与基准电压vref进行比较，并输出误差放大器到后级pwm 比较器，从而产生一个脉冲以确定功率开关的关断时间。 误差放大器（erroramplifier）其结构如图3-2所示，这是由共源共栅电流镜、折叠 式共源共栅运算放大器和系统补偿电路以及一个限压电路组成。 图3-2给出了的电路结构实现了误差放大器的功能，其中偏置电路为后级放大器提 供了精确的电流源。事实上图中的辅助模块部分的补偿电路时对整个系统而言，而并非 误差放大器的补偿，但其参数与误差放大器参数有关，所以在整个电路系统中误差放大 东南大学工程硕士学位论文 18 器的参数设置时非常重要的，采用限压电路则是为了调控输出电压，使得其在允许的范 围内变化。 vdd vp2 mp1 mp2 mp3 mp4 mp5mp6 mn1mn2mn3 mn4 mn5 mn6 mn7 mn8 mn9 r2 c1 ve r1 vref vfb 运算放大器 限幅 系统补偿 偏置 vp1 vp2 图 3-2 误差放大器电路结构 上图中vp1、vp2为偏置信号，mp1、mp2、mn1为mn2、mn3提供偏置电压， mn2、mn3、mp3、mp4组成了折叠式运算放大器的有源负载，mn8、mn9组成限幅 电路，r2、c1组成系统的补偿网络，保证系统的稳定性。 在共模输入下，电阻r1两端的电位相同，没有共模电流流过，因此，不受共模信 号的影响，避免了输出电压动态范围的损失。同时，电阻r1中仅有差模信号的电流流 过，保持对差模信号的反馈作用，这样，r1的中点位置不随差分信号而改变，等效为 交流接地，且总的尾电流保持不变。 误差放大器的开环直流增益为： outmnoutmv rgrga 540、 =（3.1） 其中运放的输出阻抗rout为： () 7456 | dsmndsmpdsmpmpout rrrgr=（3.2） 系统的传递函数为： ( ) ()1 1 12 1 0 + + = scrr src rasg out outv （3.3） 因此系统的零点为： 第三章 pwm/pfm 自动切换的同步降压型稳压器的子电路设计 19 12 1 cr z =（3.4） 极点为： () 12 1 crrout p + =（3.5） 3.2.2 误差放大器的电路仿真结果误差放大器的电路仿真结果 图3-3为运算放大器的频谱特性曲线结果，开环直流增益 av0=61db，相位裕度 =48 m ，系统截止频率处的增益为 21db，此时的工作电源电压为 3.6v。 图 3-3 运算放大器的频谱特性曲线 表3.3为误差放大器仿真得出的结果。 表 3.3 误差放大器仿真结果 主要模块名仿真指标 误差放大器 （电源电压 vdd=3.6v） 1）开环增益dbav61 0 = 2）交流增益dbav21=（在截止频率处） 3）相位裕度= ? 48 东南大学工程硕士学位论文 20 3.3 带隙基准电压源的设计带隙基准电压源的设计 在模拟设计中，经常需要得到与温度、电源电压和工艺漂移等变化无关的电压或电 流基准，因此基准电压源的设计尤为重要。本系统电路中基准电压源为误差放大器提供 基准电压，基准电压的特性决定了系统输出电压随温度、电源电压及工艺漂移等参数变 化的关系。 3.3.1 带隙基准的电路设计带隙基准的电路设计 设计带隙基准电压源主要考虑精度、稳定性、功耗等几个方面，目的是建立一个与 温度和工艺无关、 具有确定温度特性的直流电压或电流。 为了得到与温度无关的电压源， 其基本思路是具有负温度系数与具有正温度系数的电压相加， 它们的结果就能够去除温 度的影响，实现其接近零温度系数的工作电压。 用数学方法表示可以为： 2211 vvvref+=（3.6） 并且：0 2 2 1 1 = + t v t v （3.7） 选择合适的值就能得到具有零温度系数的电压源。 因为室温下pn结二极管产生电压 vbe的温度系数为-2.2mv/。同时也有个热电压vt的温度系数为+0.085 mv/。如果 电压vt乘以常量 k 加上电压vbe，则输出电压表示为： tberef kvvv+=（3.8） 理论上对温度求导可以产生不依赖于温度的k值即可得到零温度系数的电压源。带 隙基准的一般原理框图如图3-4所示。 tberef kvvv+= q kt vt= k ss v t kv t v 图 3-4 带隙基准的一般原理 第三章 pwm/pfm 自动切换的同步降压型稳压器的子电路设计 21 （1）双极晶体管的基极-发射极电压与温度成反比，这就实现了负温度系数特性。 （2）若两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的的基极-发射极电压差 值就与温度成正比，这就实现了正温度系数特性。 本文采用的带隙基准源的基本结构如图3-5所示 图 3-5 带隙基准电压源的基本结构 如上图所示， 2 3 2 r r vv virvv zy yyref +=+=（3.9） 此处运放开环增益足够大，则 2 3 r r vv vvvv zx xrefyx +=（3.10） 因此 3 2 1 3 2 1 ln r r nvv r r vvv tbebeberef +=+=（3.11） 故 3 21 ln r r n t v t v t v tbe ref + = （3.12） vbe1的温度系数由工艺给出，若适当地选择n与r2、r3的值，可以使0= t vref ， 东南大学工程硕士学位论文 22 此时可近似认为基准电压与温度无关。事实上，由于 t vbe 本身与温度有一定关系， 所以实际得到的基准电压仅预设温度邻近区域内才能开作与温度无关，其他温度下 仍有一定影响（已经远小于没有温度系数抵消时的情况） 。 带隙基准完整电路如图3-6所示。 ref v 图 3-6 带隙基准完整电路图 图3-6中带隙基准由三部分组成： （1）启动电路，主要由mp1、mn1、mn2三个管子的性能决定电路的自启动。 （2）放大器电路，采用二级miller电路，并且从带隙部分获得偏置电流。miller补偿可 以增加稳定性。放大器的作用是保证1、2点电压相等，对核心带隙部分没有影响。 （3）带隙部分，输出基准电压由三极管q2的负温度系数电压和在电阻r2、r3上正温 度系数的电压和产生。理论上得到零温度系数时的电压值vvref25. 1=，实际上由于工艺 模型的差异，此值会略有偏差。 3.3.2 带隙基准电路的仿真结果带隙基准电路的仿真结果 为了研究带隙基准电压源电路的各项特性，这里进行了电路的仿真分析，采用的是 csmc 0.6m的模型库。 图3-7为基准电压随电源电压vdd的变化关系曲线，从图中可以判断出电源电压 vdd=1.6v时基准电压完全建立，基准电压仿真值为vvref272. 1=，并且vdd=7v时， 基 第三章 pwm/pfm 自动切换的同步降压型稳压器的子电路设计 23 准仍然有输出，并且变化不大。 图 3-7 基准电压随电源电压变化的直流仿真 图3-8给出了基准电压随温度的变化关系曲线，从图中可以判断出温度特性满足设 计要求，-40160基准均能正常工作。其温度系数为： cppmcppmvref t vref ? /110/10/ 6 = （3.13） 图 3-8 基准电压随温度变化的直流仿真 图3-9给了基准电压的电源抑制比（psrr） ，图中可以看出： 1-3khz：psrr=-72db；10khz：psrr=-70db；100khz：psrr=-48db；1mhz： psrr=-14db。 东南大学工程硕士学位论文 24 psrr决定了输出基准电压对电源噪声的抑制能力，因此基准对电源的抑制比直接 决定了带隙电路性能的好坏。根据仿真数据可以判断出，满足要求。 图 3-9 基准电压的 psrr 表3.4为基准电路仿真得出的结果。 表 3.4 基准模块仿真结果 主要模块名