《传输线理论》PPT课件.ppt

2019/6/8,1,第五章 传输线理论,传输线理论又称长线理论。因为他是在频率(300M3000GHz) （波长1m0.1mm)段中用来研究传输线和网络的理论基础。,麦克斯韦方程组反映了电能和磁能的交换将在空间产生电磁波的客观规律.假若不希望电磁波在空间传播,而是希望电磁波沿导体或介质的边界传播,从而将信号源的电磁能量以被导引波的形式传送到某一系统或负载中去.则必须引入传输线。对传输线而言，我们通常都要求其传输效率尽可能高，工作频带宽，尺寸小.,本章主要从“路”的观点出发，以平行双导线为例阐述传输线的传输理论特性。,2019/6/8,2,传输线的分类：,TEM波传输线（双导体）。 TE波和TM波传输线 混合（表面）波传输线。,微波传输线。,横电磁波,双导体,单导体,频率1GHz以上,2019/6/8,3,5.1 传输线方程和传输线的场分析方法,5.1.1 长线及分布参数等效电路:,在微波频段(波长短),传输线均视为“长线”.即意味着其参数为“分布参数”.,而电路理论中，无论哪一点我们都认为电压与电流只是时间的函数,分布参数,集中（总）参数,2019/6/8,4,一、分布参数：,电流流过导体其周围将有磁场 分布电感。,导体间绝缘不完善而存在漏电流 分布电导。,二、均匀传输线的分布参数及其等效电路：,1、均匀传输线：,指传输线的几何尺寸、相对位置、导体材料及周围媒质特性沿电磁波传输方向均不改变。,2019/6/8,5,2、单位长度的分布参数：,单位长度的分布电阻：,欧每米,单位长度的分布电感：,亨每米,单位长度的分布电导：,西每米,单位长度的分布电容：,法每米,3、双线传输线的等效电路：,考虑传输线的一小段,书上面给出了平行双线与同轴线的分布参数的计算公式,2019/6/8,6,若激励电压为谐变稳态场（角频率为 ）：则,5.1. 传输线方程及其解:,为传输线上z处电压和电流的复振幅值,一、均匀传输线的（电报）方程：,其中,（5.）,2019/6/8,7,即,从左边式子可以看出，其中每一式中均有电流与电压。,（5.3）,写成复数形式,单位长度的串联阻抗,单位长度的并联导纳,（5.）,电报方程,2019/6/8,8,故对上式再次求导，将其化简得：,（5.4）,则传输线方程变为：,此方程常被称为均匀传输线波动方程。,两个方程相似。,二、均匀传输线方程的解：,令,（5.）,16,47,2019/6/8,9,1、通解：,（5.6）,其中 是由始端或末端的条件决定的待定常数。,解方程得：,（5.）,特性阻抗,沿z方向传播,沿z方向传播,21,2019/6/8,10,、特解：,（）、已知终端电压 和电流 时的解：,将 代入（5.6）式：,（5.8）,则：,也可改写为：,（5.9）,（5.10）,26,27,33,36,2019/6/8,11,（2）、已知始端电压 和电流 时的解：,将 代入（4.6）式：,则特解为：,（5.11）,（5.12）,33,2019/6/8,12,（3）、已知电源电动势 和内阻 及负载阻抗 时的解：,将 代入（5.6）式：,则特解为：,反射系数,其中,2019/6/8,13,5.1.3 用场的概念分析传输线：,定性分析,一、无耗、均匀、各向同性媒质中TEM波时谐电磁场复数形式满足的麦氏方程组：,为纵向分量，而纵向分量不存在。,2019/6/8,14,则两个旋度式可写为：,因标量函数的梯度的旋度恒等于零则由后两式可得到,代入麦氏方程的后两散度方程得到：,由此可见:不管传输线的结构是什么,波在横截面内的场结构问题就是解二维拉普拉斯方程,与静态场的解完全相同.,1、横截面方向：,2019/6/8,15,2、纵向（传播方向）：,则：,根据：,见书265面B2.2式,令,同理可得：,2019/6/8,16,将,代入下式中：,媒质无耗时，,此方程与根据“路”的理论推出的方程（5.）完全一致,对比两种方法:很显然,“路”的理论我们比较,容易接受,也很熟悉.,2019/6/8,17,例:应用复数坡印亭矢量计算同轴线的传输功率。,解：采用圆柱坐标系，并使同轴线的轴线与 轴重合。设在同轴线某一截面上的电流振幅为 ，内外导体间电压振幅为 ，内外导体间电介质 中的场强为 ：而,两导体间的电位差：,内导体中的电流：,2019/6/8,18,如图：设同轴线单位长度带电,根据高斯通量定理：,分析：电荷只与r变量有关，所以，电场 强度 也只与r有关。,做半径为r高为 的圆柱面为高斯面,则：,在高斯面上为常数,2019/6/8,19,在截面上任一点 处,因 及 为轴对称而与 无关，所以复数坡印亭矢量的平均值为：,由上式可以看出，在内外导体之间的媒质中，有电磁功率从电源流向负载。,安培环路定律,2019/6/8,20,穿过横截面功率为：,根据同轴线内外导体间的电磁场计算出来的能量流动功率与电路理论中计算的结果一致。,物理意义：传输线传输的功率是经过导线周围的媒质通过电磁场传递到负载的，而不是经过导线内部传递的。,2019/6/8,21,5.2 传输线的基本特性参数,5.2.1 特性阻抗,定义:入射波电压与入射波电流之比.,9,对无耗或微波(f高）传输线而言,纯阻,典型数值:,平行双导线:,同轴线:,2019/6/8,22,5.2.2 传播常数,一、无耗线：,二、微波低耗线：,对微波频段（ ），有,2019/6/8,23,1,2,3,衰减常数,相移常数,介质,导体,对于损耗较小的均匀传输线，其 与 和无耗线相同。,4,2019/6/8,24,三、相速度 ：,定义: 等相位面移动的速度.,瞬时值:,相位,时刻：,时刻：,某些情况下可大于光速,对于无耗线,同轴线和 平行双线,TEM传输线上波的相速度与自由空间中波的速度相等。,2019/6/8,25,四、衰减常数 的两个单位 ：,1）、分贝（dB）:,2）、奈培（NP）:,1、相对大小：,2、绝对大小：,1）、分贝毫瓦（dBm）:,功率 dBm,0dBm,2）、分贝瓦（dBW）:,功率 dBW,0dBW,0dBW =30dBm,2019/6/8,26,5.2.3 输入阻抗 ：,定义: 传输线上任一点的（总）电压与（总）电流之比。,10,=,将（5.10）代入,无耗线,+,-,-,+,45,2019/6/8,27,5.2.4 反射系数 ：,传输线上某点的反射电压与入射电压之比。,10,将（5.9）改写为：,1、定义:,2019/6/8,28,其中,无耗线,无耗线上任意一点的反射系数的大小相等.,无耗线上任意两点之间的反射系数的相位相差 .,靠近负载超前,靠近信号源滞后.,取值范围0，1,2019/6/8,29,2、输入阻抗与反射系数的关系：,在终端（负载）：,1）、,时，为行波（匹配）工作状态。其 ，无反射波。,2）、,为驻波工作状态。全反射。,3）、,入射波信号部分被负载吸收，部分被反射，为行驻波工作状态。,2019/6/8,30,3、驻波系数与行波系数,反射系数一般情况下是复数，不便于测量。工程上为便于测量，引入驻波系数。,定义：传输线上相邻的波腹点与波谷点的电压振幅之比。称驻波比。用 表示。,行波系数与驻波系数互为倒数。用K表示。,2019/6/8,31,则：,实数,取值范围：1， ）,2019/6/8,32,5.2.5 传输功率 ：,入射波功率,反射波功率,对于确定的传输线， 是一定的，取决于介质的击穿电压 ，在不发生击穿的前提下，传输线允许传输的最大功率为传输线的功率容量。,无耗线线上任意一点的功率是相同的。为简便起见，在电压波腹点（电流波节）计算。,51,2019/6/8,33,5.3 均匀无耗传输线工作状态分析,工作状态指沿线电压、电流和阻抗的分布规律.,5.3.1 行波工作状态,10,即无反射波的工作状态,根据上式得:,传输线无限长.,负载匹配.,2019/6/8,34,11,特点：,无反射波（只有入射波）。 入射波的能量全部被负载吸收，传输效率最高。 对无耗线，沿线电压和电流的振幅值不变。 沿线电压与电流的相位以 的规律变化。,瞬时值,2019/6/8,35,5.3.2 驻波工作状态,1、终端短路,则,当 时,有,即,2019/6/8,36,10,故根据(5.9)式:对无耗线有,令,则,振幅值,2019/6/8,37,据此可画出沿线电压和电流分布，如图所示，均为纯驻波。,讨论：,电压波节点：,电压波腹点：,电压与电流的相位差为 。,2019/6/8,38,为纯电抗。,相当于串联谐振。,可等效于一电感。,相当于并联谐振。,可等效于一电容。,40,107,第六章38,2019/6/8,39,、终端开路,根据,则,2019/6/8,40,讨论：,电压波腹：,电压波节：,2019/6/8,41,对比：,短路线与开路线的电压波节与波腹点距离终端位置错开 ，即将短路线锯掉 ，可得开路线的电压与电流分布，反之，将开路线锯掉 ，也可得短路线的电压与电流分布。,电压与电流相位差为 ，且波节点（电压或电流值）均为零。无能量传输。 ，全反射。此时的驻波为纯驻波。,的等效电路，可同样由短路线锯掉 得到。,2019/6/8,42,、终端接纯电抗负载,根据前面的分析不难知道：当终端接纯电抗负载时，其相应的电压与电流及输入阻抗的关系式应该都可以由延长或锯掉一段长度为 的终端短路或开路传输线而得到。,2019/6/8,43,驻波的特点：,1、沿线电压和电流的振幅是位置的函数。具有波腹和波谷（为零）点。,2、沿线各点电压和电流在时间上相差 ，在空间上也相差 ，驻波既无能量损耗也无能量传输。,3、沿线各点的阻抗为纯电抗。每过 ，阻抗性质改变一次；每过 ，阻抗性质重复一次。,2019/6/8,44,短路线、开路线、纯电抗性负载，其反射系数的模均为 1 。传输线上的电磁波均为纯驻波。,小结：,短路线与开路线的电压波节与波腹点距离终端位置错开 ，即将短路线锯掉 ，可得开路线的电压与电流分布，反之，将开路线锯掉 ，也可得短路线的电压与电流分布。,对纯电抗性负载，其传输线上的电压与电流分布也可由开路（短路）线锯掉小于 长而得。,2019/6/8,45,5.3.3 行驻波工作状态,则,此时，传输线的工作状态为行驻波工作状态。,1.,纯驻波的最小值为零，行驻波的最小值大于零。,含入射波与反射波,当 ，行驻波出现电压波腹和电流波节（谷）。,输入阻抗为纯电阻。,2019/6/8,46,当 ，行驻波出现电压波节（谷）和电流波腹。,输入阻抗为纯电阻。,电压波腹,电压波节,为第一个电压波腹点的位置。,为第一个电压波节点的位置。,任意位置的输入阻抗：,26,2019/6/8,47,5.4 有耗传输线,因实际使用中的传输线都存在一定的损耗，所以下面简单介绍一下有耗传输线。,传输线的损耗包括：导体损耗、介质损耗、辐射损耗（f高以后）。,有耗传输线与无耗传输线的差别仅在于有耗传输线上的信号沿传输线的传播方向上会有一定的衰减。故一般情况下，有耗传输线上应该也有入射波和反射波。无论入射波还是反射波都应该有衰减，其衰减的快慢程度取决于衰减常数 。,图5.13 有耗线上的入射波和反射波,2019/6/8,48,5.4.1 有耗传输线的参数电压、电流和阻抗分布,1. 有耗传输线的参数,展开得到：,是频率的函数，因频率升高时，由于集肤效应使分布电阻增大。,也是频率的函数，又因 ，所以有耗传输线中的相速度也是频率的函数（与无耗线不同，只与介质有关）。,我们把相速度是频率的函数的这种特性，称为色散特性。,无耗线,2019/6/8,49,2. 有耗传输线的电压、电流和阻抗分布,则,2019/6/8,50,讨论:,终端反射系数 为常数。整条传输线上的反射系数不为常数。,离负载 距离 越远， 越小，,2019/6/8,51,当终端开路时，有,2019/6/8,52,5.4.2 传输功率和效率,1. 传输功率,假定信号源匹配,传输线起始端没反射,（1）负载匹配无耗线,32,（2）负载失配无耗线,（3）负载失配有耗线,2019/6/8,53,2. 回波损耗 称为反射波损耗,负载匹配时回波损耗为,负载全反射时回波损耗为,定义,回波损耗只能用于信号源匹配的情况。,3. 传输效率,定义：负载吸收功率与传输线输入功率之比。,2019/6/8,54,2019/6/8,55,5.5 史密斯阻抗圆图和导纳圆图,输入阻抗为：,利用左边这些公式，就可分别求出 等。但其计算非常复杂，工程上一般用查图的方法求,2019/6/8,56,5.5.1 史密斯阻抗圆图,一、圆图的构成:,复数,实数,1、基本公式：,任意位置归一化输入阻抗：,（1）,（2）,2019/6/8,57,（3）,同理，任意位置处：,（4）,（5）,（6）,45,2019/6/8,58,平面中 找到其对应点（映像）。,2、阻抗圆图的构成：,（1） 由（4）发现， 与 存在一一对应关系，则在阻抗平面上 的任一点，必可在,（2） 在 平面上的等电阻与等电抗（线）圆：,（7）,2019/6/8,59,将上式展开并整理得：,（8）,（9）,61,2019/6/8,60,等电阻圆（线）：,由（8）与（9）两式消去 并整理得：,（10）,上式说明：当 为定值时，由 所确定的点的轨迹为一圆。如图 。,2019/6/8,61,上式说明：当 为定值时，由 所确定的点的轨迹为一圆。如图 。,等电抗圆（线）：,由（8）与（9）两式消去 并整理 得：,（11）, ， 等电阻圆与等电抗圆由 Z 平面变换至 平面上后，其等电阻圆与等电抗圆一定要位于 的平面内才有意义。,59,2019/6/8,62, ， 等电阻圆与等电抗圆由 Z 平面变换至 平面上后，其等电阻圆与等电抗圆一定要位于 的平面内才有意义。,(3) 等反射系数圆与等相位线：,等反射系数圆与等相位线：,2019/6/8,63,（12）,（14）,由上式可见：,（13）,（15）,2019/6/8,64,在 平面中，等反射系数模的轨迹是以坐标原点为圆心， 为半径的圆。不同的反射系数模对应不同大小的圆。又 ，故所有反射系数圆都应位于单位圆内。,等反射系数圆：,所以，等反射系数圆又称为等驻波比圆。如图。,2019/6/8,65,等相位线：,离终端（负载）处为 的传输线的反射系数的相位为,说明：在 平面上，等相位线是由原点发出的一系列的射线。如图。,50,2019/6/8,66,讨论：,当已知 时， 负载端.,对应于圆图,则相位角顺时针旋转角度为,当已知 时， 信号源端.,对应于圆图,则相位角逆时针旋转角度为,求,信号源端,50,2019/6/8,67,综述:,电长度 :,定义:,50,56,2019/6/8,68,2019/6/8,69,(4) 阻抗圆图的构成:,将等电阻圆、等电抗圆、等反射系数圆、等相位线画在同一 平面上，即构成了阻抗圆图。如图所示。,直角坐标系的阻抗圆图。,2019/6/8,70,极坐标系的阻抗圆图。,54,2019/6/8,71,66,2019/6/8,72,5.5.2 阻抗圆图的特点,一、认识阻抗圆图：,外一层：电长度 。,外二层： 的角度 。,2019/6/8,73,外三层：电抗值 。,上半平面为正值； 下半平面为负值。,中直径：电阻值 。,则,右半径,左半径,2019/6/8,74,二、阻抗圆图的特点：,三个特殊点：,三条特殊的线：,70,2019/6/8,75,两个特殊面：,上半圆为感性半圆（正电抗）。,下半圆为容性半圆（负电抗）,向负载方向移动 逆时针方向旋转角度为 ；,或电长度减少 。,向信号源方向移动 顺时针方向旋转角度为 ；,或电长度增加 。,沿等反射系数圆,沿等反射系数圆,2019/6/8,76,例1：无耗线的特性电阻 ，接至 的负载。工作波长 。求：（1）在离开负载25处的阻抗；（2）线上的驻波比。,解：（1）.在离开负载25处的阻抗,求,在圆图上找出对应 的点,记为“a”点,(称为入图点).如图.,64,2019/6/8,77,连接 并延长交电长度圆于“b”点,其对应的电长度为 .,离开负载 处,即向信号源方向移动25,在圆图上等相位线则沿等驻波比圆(等反射系数圆)顺时针旋转 电长度增量为:,或顺时针旋转角度为:,过“a”作等驻波比圆(等反射系数圆).等相位线顺时针旋转电长度增量 (角度) .,对应圆图中的“c”点.,64,2019/6/8,78,读“c”点的坐标,即为离开负载25处的归一化输入阻抗 .,(2) 线上的驻波比:,因过“a”作的等驻波比圆(等反射系数圆),交 于“c”点,其归一化电阻数值为,59,64,2019/6/8,79,61,62,63,2019/6/8,80,小结求 解 步骤: (1):求 . “a”点. (2):求“a”点对应的电长度或角度. (3): 画等反射系数圆(等驻波比圆). (4):注意旋转方向. (5):求 .,2019/6/8,81,例2：已知一传输线的特性阻抗 。用测量线测得传输线上驻波电压最大值为 ，最小值为 ，邻近负载的第一个电压节点到负载的距离为 ，求负载阻抗的值。,解：要求负载阻抗，先求归一化负载阻抗，若能先求出如图所示的归一化输入阻抗，则负载阻抗可求。,作驻波比为 的等驻波比圆。如图。,56,2019/6/8,82,为电压波节线，故电压波节点对应于圆图中的“a”点。即 对应于圆图中的“a”点。,求 。,信号源 负载,故 对应于圆图中的“b”点.,2019/6/8,83,例3：已知一传输线的长度为 。线上驻波电压波腹为 ，电压波节为 ，波腹距负载离 ， ，求 和 。,解： （1）：,作驻波比为 的等驻波比圆。,（2）：,“a”点。,波腹距负载离,2019/6/8,84,逆时针方向旋转电长度,增量为,信号源 负载,故 对应于圆图中的“b”点., 已知归一化负载 。,2019/6/8,85,顺时针方向旋转电长度,增量为,负载 信号源,“c”点。,2019/6/8,86,例4：用测量线测得传输线上驻波比为 ，终端驻波相位为 。用圆图求终端电压反射系数 和终端负载阻抗 。传输线的特性阻抗为 。,作 的等驻波比圆。,解：,终端驻波相位,最小值表示波节,为波节线， 位于圆图中的“b” 点。,逆时针方向旋转电长度,增量为,信号源 负载,2019/6/8,87,2019/6/8,88,“c”点。,2019/6/8,89,例5：已知同轴线的特性阻抗为 ，工作波长 ，负载阻抗 ，求：（1） 负载 在阻抗圆图上的位置； （2） 驻波比 ；（3） 反射系数 的模和相位 ；（4）距终端 截面 处的输入阻抗 。,解：（1） （2）,对应于圆图中的“a”点。,过“a”点作等驻波比圆，交 线段于“b”点。,读“b”点的电阻值，即为驻波比,而“b”点的电阻值为,77,2019/6/8,90,（3）,过“a”点作等相位线，得,（4）,77,2019/6/8,91,读“c”点的归一化电阻值与归一化电抗值，即为,2019/6/8,92,74,75,2019/6/8,93,5.5.2 导纳圆图,例：如图所示，求,若用阻抗直接来求，则,较复杂,2019/6/8,94, 归一化导纳, 归一化阻抗,（5-5-16）,对比（5-5-4）,42,发现二者只相差一个负号，即阻抗与反射系数构成的圆图和导纳与反射系数构成的圆图在形式上完全一样，若将导纳圆图中的反射系数当作是电流反射系数（或者是 ），则导纳圆图即可沿用阻抗圆图。其对应关系为：,2019/6/8,95,传输线,一、匹配概念及匹配种类：,1、匹配：,负载,行波状态。,2、不匹配的危害：,、传输线与负载之间不匹配，传输线上将有反射波存在。则 ，其波腹,从而使 ，且传输线的衰减增大。,5.6 传输线的阻抗匹配,2019/6/8,96,5.6.1 信号源与传输线的阻抗匹配,1、信号源的共轭匹配,传输线的输入阻抗与信号源的内阻互为共轭复数，此时信号源输出最大的功率。,等效电路,、信号源与传输线不匹配，则会影响信号源的频率及输出功率的稳定，同时使信号源不能给出最大功率，负载又不能得到全部的入射功率。,2019/6/8,97,又 信号源输出的功率为：,即,：,2019/6/8,98,综合 与 ，,信号源输出最大功率的条件为：,：,2019/6/8,99,信号源共轭匹配时：, 传输线上有反射波,信号源输出最大功率的条件为：,信号源输出功率最大并不代表负载吸收功率最大,2019/6/8,100,、信号源的阻抗匹配,无耗线,匹配信号源的优点：即使 ，传输线上的反射波也会被匹配信号源吸收掉，不会产生新的反射。,2019/6/8,101, 传输线与负载之间的阻抗匹配：,终端将不会产生,反射波。其,实际上，,的条件很,难自然满足，一般都要加阻抗匹配网络来实现阻抗匹配。,匹配网络,匹配网络,隔离器实现,2019/6/8,102,a,b,2019/6/8,103,纯电阻负载 ：,5.6.1 负载与传输线的阻抗匹配,方法：在传输线和终端负载之间加一匹配网络，要求匹配网络由电抗元件组成，损耗尽可能的小，且通过调节可以对各种负载匹配。其原理是产生一种新的反射来抵消原来的反射波。,1 、 阻抗变换器： （串联）,阻抗变换器是由,的传输线组成，,一段长度为,它串联在传输线与负载之间。,2019/6/8,104,例：如图，求,解： .,对应于圆图中的“a”点。,其相应电长度为, .负载 信号源,顺时针方向旋转电长度增量为,过 “a” 点作等驻波比圆。顺时针方向旋转电长度增量为 ，即相应电长度为 处，对应圆图中的 “b” 点。,即为,103,2019/6/8,105,. ,数值上相等,讨论, .,再回来看圆图,发现 “ a ” 点 , “ b ” 点 ,故利用圆图可以很方便地进行阻抗与导纳间的互换,或者说是求复数的倒数., .,利用它就可以进行阻抗匹配,2019/6/8,106,例: 传输线特性阻抗为 ,负载阻抗为 为了使主线上不出现驻波,在主线与负载之间接一 匹配线.求匹配线的特性阻抗.,101,串联阻抗匹配器,2019/6/8,107,长的无耗传输线的特性阻抗为,当 为复数时，上式将不能成立。,一般负载 ：,解决的办法：将,传输线接在电压波腹或波节（ ）处。,2019/6/8,108,阻抗变换器的局限（缺点）：,的推导是基于 而得，,阻抗变换器的频带窄，原则上只能对,阻抗变换器,或渐变阻抗变换器。,一个频率匹配，为加宽频带，可采用多级,105,2019/6/8,109,定义:其分布参量随着线的长度而逐渐改变,也常称渐变线.,如图为双线渐变线.,其分布参数是坐标变量 的函数.,2019/6/8,110,并联支节匹配器：,结果：消除支节左方主线上的反射波。,手段：调整 、的长度。,匹配原理：用导纳圆图来分析比较方便。,反推法：要实现匹配，则,利用短路或开路短截线（支节）的电纳来抵消其接入处传输线上的电纳来达到匹配目的。,原理图,（） 单支节匹配器：,38,2019/6/8,111,5.18（1、3、5）；5.22；5.29（3）。,2019/6/8,112,例：传输线的特性阻抗为 ，负载 工作波长 。用单跨线来消除主线上的驻波，使主线上不发生驻波。1.求跨接线的长度和距负载的距离；2.求在主线和跨接线接点处向负载端看去所得的阻抗和导纳；3.求跨线的阻抗和导纳。,解 :1.（1）,“a”点。,（2）.,而 与 都是主线上的导纳，驻波比相等。故过“a”点作等驻波比圆，交 的圆于“b、c”两点。,112,2019/6/8,113,(4). 单跨短路线的,“d”点。,其相应的电长度为,112,2019/6/8,114,2. 主线和跨接线接点处向负载端看去所得的导纳为,108,其归一化阻抗为:,“e”点。,其相应的电长度为,读“e”点的坐标为,112,2019/6/8,115,3. 跨线的阻抗和导纳,108,跨线的导纳,跨线的归一化阻抗为:,“f”点。,其相应的电长度为,读“f”点的坐标为,2019/6/8,116,108,109,110,2019/6/8,117,双支节匹配器：, 对单跨线匹配器， 、 同时要调，对同轴线传输线而言，调 很麻烦。故引入双跨线匹配器。, . 原理电路:,2019/6/8,118,.等效电路:,.匹配原理:,源,负载,逆时针旋转角度为,2019/6/8,119,则 必位于 的辅助圆上, 的圆逆时针旋转 的圆.,2019/6/8,120,双支节的接入位置为 ，求,例：已知负载的归一化导纳 ，,、,113,114,2019/6/8,121,