PFC的数字设计总结.pdf

数字控制数字控制 PFC 设计的总结报告设计的总结报告 1设计指标 输入电压： 85265Vac 输入电网频率： 47-63Hz 功率因数： 0.99 输出直流电压： 320420,额定 385V 输出最大功率： 1kW HOLD UP 时间：16ms 效率： 95% 纹波电压： 10% 开关频率： 100kHz 2主电路元件参数 输入电感：0.18mH 输出电容：470uF 开关管： IRFP460P 二极管： DESI30-06 输出满载：R=148 欧 电压霍尔：LV28-P 电流霍尔：LA28-NP 3主电路小信号模型 （1）电流环 duty-to-current 传递函数 id i G d 将开关元件和二极管等效成一个PWM三端开关器件， 如图1(a)中框内所示， 对外电路来说， 其有三个端子：a表示有源开关元件的端钮， 称为有源端(Active)； p表示二极管的端钮，称为无源端(Passive)；两个器件的公共对外端为c，即公 共端(Common)。根据状态空间平均法的思想，并对系统进行局部线性化实现解 耦，可以得到这个PWM三端开关器件在连续导电模式下的小信号电压电流关 系： ac cpap ap iDid vDvV d (1) a c in I d 1D p IcIa + + L S c p a Vo Vin o - D V d +- + - (a)Boost 电路中的 PWM 模型 (b)PWM 三端开关器件电路模型 图 1 Boost 变换器的 PWM 三端开关器件及其电路模型 将PWM三端开关器件电路模型应用到Boost电路中， 采用准静态分析方法， 借助于Boost变换器的PWM电路模型，就可得到CCM Boost PFC的小信号等 效电路模型，如图2所示。 1 D o - D V d L C R - + + - Vin+vin IL+iL ILd Vo+vo + - + - 图 2 CCM Boost PFC 的小信号等效电路模型 对电路列KVL，KCL的方程 L oL inoo inoo oo oo LL LLL () ()( () () Vd Ii VvLdVvDVv dtD d VvVv IiD IiI dC dtR ) (2) 式中“”表示变化量，考虑在稳态时有 ino o Lo (1) (1) VVD V IDI R (3) 联立上述两式，并经过拉氏变换，可得 o Lin 222 in idg (2)(1) (1)(1) ( )( ) VsCRsCR id LCRsLsDRLCRsLsDR Gs dG s v 2 v (4) in L o id 22 0 L g 22 in 0 (2) ( ) (1) (1) ( ) (1) v d VsCRi Gs LCRsLsDR d isCR G s LCRsLsDR v (5) 为了抑制电压纹波，输出电容通常选的比较大，在高频条件下 1 0 sC ,上式 可以近似简化为 o id L g n 0 ( ) 1 ( ) i d V Gs Ls i Gs Ls v (6) （2）电压环 Control-to-Out 传递函数 o vc c v G v PFC电路工作时，电压环带宽远低于电流环，为了减小输出电压中二次谐 波对输入电流的影响， 通常电压环带宽比输入电压频率还低， 而电流环的带宽通 常是线电压频率的100倍以上。因此，为了简化分析，作如下假设： 内部的电流环相对于外部电压环近似无限带宽； 输入电流完全跟踪电流给定，与输入电压成比例关系； 电路中没有损耗，效率为1； 输出功率恒定不变。 与电流环duty-to-current模型一样，PFC电压环Control-to-Out的模型也是 准静态模型，都是基于一个开关周期的模型。 根据假设有 ininoo V IV I (7) 根据假设和有 ininc IkV V (8) 其中k为比例因子，与输入电压有效值有关，Vc为电压控制器的输出。 在稳态条件下，定义电压增益M和输出阻抗为 o r o in o o o V M V V r I (9) 联立(7),(8)两式，加入扰动项，并线性化参数，忽略高次项，可以得到以下 小信号方程： 2 incno onc oo 2 i i kV VkVI ivv VV o o v V （10） oo ininc in 2 in V I ivkV V v (11) 表 1 参数定义 M i r i g f g c g o r o in V V 2 o M r in kV c 2V M o 2 kV M o o V I 将表1中的参数替代式(10)、式(11)中的系数，可得到电路的等效模型如图 3所示： i r o rC + - inv ov ini oi Z gcvcgfvingivc 图 3 PFC 电路的等效模型 因此，当假设输入不变(in0v )，只考虑输出控制(Control-to-Out)的传递 函数时，可以得到 o o c c o / 1/ rZv g sCrZ v （12） 根据假设，负载 o o o V Zr I ，传函可以转化为： o vcc c 1 ( ) v Gsg sC v （13） 由（8）式，可以得到 22 | () inincinm LmL iffiniffin KvVK K iKIV K K VK K V c （14） 所以 22 inm iffin K K k K K V （15） 求得 2 min c ffio K K g K KV （16） 4电压环和电流环补偿环节设计 采用模拟化的设计方法，先在s域分析设计，再转化为数字控制算法。 （1） 电流环的补偿设计 电流环是PFC设计的关键， 它通过调节功率开关管的占空比迫使输入电流跟 踪输入电压。由于输入电压是全波整流波形，含有丰富的谐波，电流环要有较好 的动态跟踪能力。因此，电流环要设计成具有较高的低频增益和较宽的带宽。 Gid(s) FM Ki Gcv(s) gV LI cV d Ti Gci(s) oV 图 4 电流环小信号模型 电流环的小信号模型如图4所示，其开环传递函数为 iiciMid ( )( )( )T sKGsFGs （17） i K 电流环反馈系数 ci( ) Gs电流环补偿环节 M F PWM环节传递函数 id( ) Gs主电路duty-to-current传递函数 采用TI公司的DSP2407作为数字控制器，其AD的参考电压是3.3V，所以 先要将电感电流经过传感器，使输出电压在3V左右。电流环的反馈系数是传感 器的增益和AD增益的乘积。同样道理，可以 求出前馈电压系数和电压环反馈 系数。 前馈电压系数： _ 1 0.0080.002424 3.3 invinsenAD Kgg 电流环反馈系数： _ 1 0.240.0725 3.3 icursenAD Kgg 电压环反馈系数： _ 1 0.00660.002 3.3 ovosenAD Kgg DSP2407自带的AD是十位的，因此，从归一化的角度看，数字量1023可 以看作“1” 。设计的PFC开关频率是100kHz，DSP2407的时间管理器时钟采用 系统时钟，周期为25ns，所以DSP的EV周期寄存器的值设为400，从而，可以 求出PWM环节的传递函数，为 M 1023 2.56 400 F 把主电路的参数代入（5）式，在输入电压85V，其峰值时主电路的传递函数为 id 26.78 s + 770 G = 1.391e-005 s2 + 0.0002 s + 14.42 如图5所示，输入电压为85V，150V，220V时的伯德图，可以看出，输入电压 越高，低频增益越小，但高频范围，曲线是一致的，传函近似 id G o id( ) V Gs Ls 。 图 5 不同输入电压下的伯德曲线 id G 设置补偿器，使电流环在低频时有较高的增益，且截止频率在8kHz左右， 相位裕度45度左右。本设计采用PI补偿器。 采用补偿器 2.551 0.12 2.55 ic es G es 后，电流环的开环传函为 1.491e-005 s2 + 0.5969 s + 17.15 ( ) 3.478e-010 s3 + 5e-009 s2 + 0.0003606 s i T s 伯德曲线如图6中的蓝色曲线所示，可以看出，电流环的截止频率为8kHz，相位 裕度为51度。 图 6 、的伯德图 id G ic G i T 电流环设计所写的 MATLAB M 文件如下： %电流环补偿器的设计 %Gid=(VoCR*s+2Vo)/(LCR*s2+L*s+(1-D)2*R) 主电路传函 ki=0.0725; FM=2.56; Vin=85*1.414; %输入电压 85V 时 Vo=385; C=470e-6; R=148; %1000w 时 L=0.18e-3; D=1-Vin/Vo; %输入电压峰值时对应的占空比 Gid=tf(Vo*C*R 2*Vo,L*C*R L (1-D)2*R) bode(Gid,b);%主电路 bode 图 hold on; Gic=tf(0.3e-5 0.12,2.5e-5 0); %电流补偿环节传函 bode(Gic,g); hold on; Ti=Gid*Gic*ki*FM; %开环传函 bode(Ti,r); hold on; grid; （2）电压环的设计 由（13）式，可知PFC的电压功率级电路的低频等效模型是一个电流源驱 动的电容器，可等效为一个积分器，它的增益特性在超过转折频率以上时，衰减 比例为20dB，所以不加电压补偿电路系统也能稳定，但考虑到系统的电压环对 电流参考信号的影响，采用PI电压调节器，使电压环的带宽通常取525Hz。 PFC Power stage Gvc(s) Gcv(s) gV Tv Ko oV eaV 图 7 电压环小信号模型 电压环的小信号模型如图7所示，环路增益为 vvcocv ( )( )( )T sGs K Gs （18） Gcv(s)电压环补偿器 Ko 电压环反馈系数 Gvc(s)主电路Out-to-Control传递函数 由（13）和（16）式得 vc 2 1 ( ) min ffio K K Gs K KVsC （19） 乘法器增益的选择和最大输入电流有关。忽略电路损耗，在输入电压为 85Vac时，最大电流为 m K max 1000 216.6(A) 85 i 由（8）和（15）式，得 2 inm inc iffin K K IV K K V 程序中电压环补偿器的输出限制在1，且 c V inff KK， in I和用有效值数 据代入，得 in V 2 0.0725 0.002424 85 16.6 0.25 iffinin m cin K K V I K V K 考虑损耗，的值区0.26。 把参数代入 （19） 式， 求出主电路Out-to-Control 传递函数为 m K 3.843 0.00047s vc G 伯德图如图8所示。 图8 的伯德曲线 vc G 设置补偿器，使补偿后电压环的带宽在10Hz左右。这里也用PI补偿器。 采用补偿器 0.0161 2.84 0.016 cv s G 后，电压开环伯德图如图9中红线所示，其 截止频率为10.1Hz，相位裕度为46度。 图9 、的伯德图 vc G cv G v T 电压环设计所写的MATLAB M文件如下： %电压补偿器的设计 %Giv=gc/s*C 主电路传递函数 km=0.26; Vo=385; ki=0.0725; kin=0.002424; ko=0.002; gc=km/(ki*Vo*kin); C=470e-6; Gvc=tf(gc,C 0); Gcv=2.84*tf(0.016 1,0.016 0); Tv=Gvc*Gcv*ko; %电压开环传函 bode(Gvc,g); hold on; bode(Gcv,b); hold on; bode(Tv, r); grid; 5补偿环节数字化 （1）电流补偿环节数字化 已知 2.551 0.12 2.55 ic es G es ，电流环的采样频率是100kHz，和开关频率相 等，每个开关周期采样一次。利用双线性变换 2 z-1 s= T z+1 ，得 ( )(1)0.144 ( )0.096 (1)u ku ke ke k （2）电流补偿环节数字化 已知 0.0161 2.84 0.016 cv s G ，电压环的采样频率是5kHz， ，每二十个开关周 期采样一次。利用双线性变换 2 z-1 s= T z+1 ，得 ( )(1)2.858 ( )2.822 (1)u ku ke ke k 6用设计的参数仿真 图10为用Psim软件对模拟环节仿真的原理图， 各个环节的参数用前面模拟 设计的值替代，得到的仿真结果如图11和图12所示。 图10 模拟仿真原理图 图11 输入电压和输入电流的波形（输入电压乘了系数0.3） 图12 输出电压Vo的响应曲线 7软件设计 （1）总体设计 整个控制系统程序主要包括两部分： 主程序和中断服务子程序。 主程序进行 硬件的初始化， 对各个控制寄存器赋初值， 以及给在运算过程中需要使用的各种 变量分配地址并设置初始值； 中断服务程序为系统的核心部分， 采集所需的变量， 完成控制算法并输出控制PWM波， 同时在接收到故障信号时处理故障封锁控制 信号，以保证电路工作安全，本设计没有做故障处理程序。中断处理部分按功能 划分，又可分解为以下几个功能模块： 电压电流采样模块 前馈实现模块 电压电流PI调节模块 PWM实现模块 （2）主程序框图 设 置 存 储 单 元 变 量 赋 初 值 初 始 化 I / O 口 C P U 初 始 化 开 始 初 始 化 E V 模 块 看 门 狗 设 置 循 环 等 待 中 断 服 务 程 序 等 待 中 断 A D C 模 块 设 置 图 13 主程序流程图 如图13，程序开始时先对系统进行一次软件复位，已确保控制器各寄存器 和存储区恢复正常状态。然后给各存储变量配置地址空间，并赋初值，设置时钟 输入为外部输入，确定锁相环增益值，使得在外部时钟源为10MHz的情况下， CPU时钟为40MHz，初始化I/O口，为复用的部分I/O配置功能，确定其作为 普通I/O使用还是其它功能，并确定其作为输入口还是输出口。确定A/D转换 器的采样通道，并设定其工作方式和转换时间。本系统采用连续转换方式。选择 事件管理器B作为主要的波形发生器，定义定时器3为系统的定时器，并编程 为以内部CPU系统时钟周期为输入时钟，计数方式采用连续增模式，确定定时 器周期为10m，即开关频率为100kHz，当定时器3计数到达周期值时重新计 数。使能全比较单元4，并以定时计数器3为时钟基，设定为PWM操作模式， 配置其相应的输出PWM7的极性为高有效(因为驱动用的光藕是反逻辑， 驱动芯 片是正逻辑)。 为了在CPU异常时实现系统复位功能，增加CPU的可靠性，确保系统的完 整性，在主程序中设置看门狗，定义其复位时间为15.63ms。当系统出现假中断 时向看门狗复位关键字寄存器WDKEY中依次写入55h和AAh，以保证系统的 可靠运行， 此部分功能程序中没有做， 但作为完整可靠的程序， 应该设置看门狗。 （3）中断程序框图 本系统为实现PFC的控制，开放了定时器3的周期中断。通用定时器3 的计数周期数为400，即开关频率为100kHz。在周期中断时候装载比较器值， 为PWM产生模块做好准备并实现控制算法。中断服务流程图如图14所示。 前馈电压及前馈占 空比计算 电压电流采样 关中断 电压调节器 乘法器实现 进入中断 电流调节器 PWM产生 开放中断 中断返回 图 14 中断服务程序流程图 （4）对编写的程序一些说明 实验编写的程序见附件。这里对程序中一些算法进行说明。 前馈滤波环节，为了减小截取误差，把每次截取后的余数相加，累积到一 定值时向最地有效位进1。 ， 由于DSP2407只支持整数运算，所以小数运算时需要定标。在前馈电压计 算输入有效值的除法时，为了减小计算误差，用一常数与输入电压平均值 相除，该值应该小于输入电压最小平均值，以免除法运算时饱和。同时， 该值和另一常数相乘的结果等于乘法器增益0.26。 电压环和电流环的采样频率