双管正激拓扑的工作原理和设计举例.doc

双管正激拓扑 一一概述概述 双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。经过实践证明， 这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。是一种非 常优秀的拓扑电路。 二二简介简介 双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时 关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压 Vin 反向加在变压 器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在 Vin 的作用下励磁电流从最大值线性的减小到 0，从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗， 从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可 以选取相对较低耐压的功率 MOSFET 管，成本低，而且较低耐压的功率 MOSFET 的导通 电阻小，可以进一步提高效率。 三三应用范围应用范围 双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通 信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。 四四基本工作原理和关键点的波形基本工作原理和关键点的波形 双管正激变换器的拓扑结构如图 1 所示，其中 Cin 为输入直流滤波电解电容，Q1 和 Q2 为主功率开关管，D1、D2 和 C1、C2 分别为 Q1 和 Q2 的内部寄生的反并联二极管和电 容，D3、C3 和 D4、C4 分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑 Q2 的 漏极与散热片间的寄生电容，T 为主变压器，DR 和 DF 为输出整流及续流二极管，Lf 和 Co 输出滤波电感和电容。 图 1 双管正激变换器的拓朴结构 首先，下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程： （1）模式1：t0t1 在t0 时刻Q1 和Q2 关断，此时D3 也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不 能突变，必须维持原方向流动，因此C1，Ch（散热片寄生电容）和C2充电，其电压从0 逐 渐上升， C3 和 C4 放电，其电压 由 Vin 逐渐下降。 4231CCLpCC iiiii incC Vuu 31 inCC Vuu 42 23CC Lp uu dt di Lp 3 3 3C C i dt du C 1 1 1C C i dt du C 2 2 2C C i dt du C 4 4 4C C i dt du C 初始值：， 00 1 C u 00 2 C u inC Vu0 3 inC Vu0 4 0 0 MLp Ii 由上面公式可得： (1) 42 31 3 2 CC CC u u C C 在理想的模型下，所以在t1时刻C3和C4的电压下 21 CC 43 CC 4231 CCCC 降到0，同时 C1 和C1 的电压上升到Vin，D3和D4 将导通，系统进入下一个过程。 在实际的工作中，事实上散热器的寄生电容不能忽略，这个电容将参与变压器磁通复 位的过程。Q1 和Q2 漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距 离相关。 注意电容的公式： C C i dt du C Q1 的漏极接Vin，散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电压端，其两端没有电 压变化：，也就没有电流从此电容流过：。实际上，对于交流信号0 inC dVdu0 C i 模型来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。 Q2的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，Q2漏极与散热 片间的寄生电容将有电流通过。此寄生电容为Ch，其大小将影响到功率管的开关损耗。电 容值越大，功率管漏源极电压随时间的变化率越小，从而减小了功率管的开关应力， dt duds 并降低了功率管关断的功耗，并且低的对EMI也有改善；但是在功率管开通时，电容 dt duds 上储存的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声。 注意到散热器的寄生电容Ch和C2及C4的总和大于C1和C3的和： ChCCCC 4231 1 42 31 3 2 ChCC CC u u C C 所以此模式结束时，C3 的电压由Vin 下降到0 时，C2 的电压并不到Vin，此时由于C3 的电压为0，D3 将正向偏置导通，将C3 的电压箝位于0。 事实上在此过程中，当初级电压大于0 即时，初级变压器电感仍处于正向励 32CC uu 磁，电流增加，而且次级电感电流将反射到初级，参与电路的谐振。当其电压过0 后，在 很短的时间，次级整流和续注二极管换流使次级处于短路，次级电感电流将不能反射到初 级，也就不参与电路的谐振。换流结束后，初级电压小于0，只有初级励磁电感与电容谐振。 （2）模式2：t1-t2 在t1 时刻D3 导通，Q1 和Q2 仍然为关断，此时变压器在Ch 和C2 及C4 的作用下去磁。 变压器的励磁电流逐渐减小到0，然后反向励磁，变压器的电流过0 时D3 自然关断，系统 进入下一个过程。 (1) 42CChCLp iiii ChC C h ii dt du CC 2 2 2 4 4 4C C i dt du C inCC Vuu 42 2C Lp u dt di Lp 初始值：，)()0( 222 tuu CC )()0( 244 tuu CC 1 )0( MLp Ii 在模式2 过程中，变压器的电流过0 前如果C2 的电压上升到Vin，那么D4 将导通，C2 的电压将被箝位于Vin，变压器的励磁电感在Vin 作用下去磁，直到其电流过0 后D3 和D4 自然关断，然后再进入模式3。 (3)模式3：t2-t3 在t3 时刻D3 自然关断，Q1 和Q2 仍然为关断，变压器在Ch 和C2，C4 的作用下反向 励磁，相关的公式同于模式1，仅仅是电容的电压和变压器励磁电流的初始值不同。 当C2 和C3 电压谐振到相等时，C2 和C3 的电压将维持不变，直到Q1 和Q2 导通、系 统进入下一个过程。 第二 工作波形及讨论 一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图3 所示。功率 MOSFET 为STP15NK50，初级电感量为5mH，前级有PFC，输入电压为400V。图中，蓝色为下 管的电流波形，棕色为下管的漏源极DS 的电压波形，绿色为上管的电流波形，红色为上管 的漏源极DS 的电压波形。 （a a）nono loadload (b) medium load (c) full load 图3 工作波形 从图3（a）波形可以看出，空载时，由于没有负载的反射电流，在模式1 中漏感的能 量不足以在如此短的时间内抽光C1 和C3 的能量，上管的漏源极电压（红色）和下管的漏 源极电压（棕色）都没有上升到母线电压，这表明D3 和D4 的电压都没有达到0V，所以D3 和D4 都没有导通，系统仍停留在模式1 中并且系统在模式1 中完成磁能复位，然后进入模 式3 反向励磁。模式3 结束时，C2 和C3的电压160V，小于Vin/2。 图3（b）从波形可以知道，中等负载时，当开关管关断后，由于有负载的反射电流， 在模式1 中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1 和C3 的能量，上管的漏 源极电压迅速（红色）上升到母线电压，即C3 的电压迅速下降到0，D3 导通，而此时下管 的漏源极电压（棕色）即C2 电压则小于母线电压。此后，C2 与初级电感谐振对其复位， 由波形可见：电容C3 的电压谐振上升。当变压器电感的电流谐振为0 时，储存在变压器电 感中的所有的能量转移到电容C2。电容C2 的电压达到最大值；此后电容C2 的电压谐振下 降，注意到C1 电压谐振下降即C3 的电压谐振上升，当电容C2和C3 的电压相等时，谐振过 程停止电容C2 和C3 维持电压不变。模式3 结束时，C2 和C3 的电压200V，等于Vin/2。 图3（c）从波形可以看出，全负载时，当开关管关断后，在模式1中足够大的负载的反 射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1 和C3 的能量，上管的漏源极电压迅 速（红色）上升到母线电压，即C3 的电压迅速下降到0，D3 导通，而此时下管的漏源极电 压（棕色）即C2 电压则小于母线电压。此后，C2 与初级电感谐振对其复位，由于漏感的 能量的足够大，电容C3 的电压也很快谐振上升到Vin 并箝位于此值，此时D4 导通，D3 和 D4 都导通，变压器的励磁电感在Vin 的作用下去磁，电流不断下降，能量全部返回到输入 的滤波电解电容中，变压器的励磁电感电流下降为0 时，D3 和D4 都自然关断，系统进入 模式3。模式3 结束时，C2 和C3 的电压220V，大于Vin/2。 模式3 的谐振完全结束后，在不同的负载条件下，电容C2 和C3 的稳定电压随输出负 载的变化而变化，而不是通常人们所认为的恒定等于等于Vin/2。不同的负载条件下，负载 反射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式，从而也影响到此电压值的大小。从波形 可以看出，图4 所示为功率MOSFET 管漏源极电压变化的斜率，非常的明显，下管（棕色） 波形电压变化的斜率小于上管（红色），这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。 dt duds 4 结论 双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。 变压器励磁电感去磁后将进入反向磁化，反向磁化结束后两管的所承受的电压值并 不相同。空载时，上管的电压大于Vin/2，下管的电压小于Vin/2。中间某一个负载时，上 管和下管的电压等于Vin/2；全空载时，上管的电压小于Vin/2，下管的电压大于Vin/2。 上管与散热器的寄生电容不影响复位工作，下管与散热器的寄生电容参与谐振复位 的工作过程。 五五设计举例分析设计举例分析 下面实例为输入390Vdc（PFC的输出），输出为28V,15A，总功率为420W的一款电源设 计。 1.1. 电参数设计电参数设计 电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电 路。下面分别进行计算。 第一部分 功率器件的选择 功率器件包括：输入侧功率开关管和输出侧整（续）流二极管。 1、功率开关管的选取： 根据拓扑形式和开关频率的要求，选择 N 沟道的功率 MOSFET。 所以主变压器实际输出的总功率为：，实际输出电流应为WPO420 假设主功率变换的效率为 90，则主功率变化原边输入功率为A P I O O 15 28 W P PI467 9 . 0 0 因为输入有 PFC 稳压电路，相当于 DC/DC 部分的输入是定电压，低端为 370V， 高端为 390V，所以输入最大电流为，如果选用 FDH45N50，A P I IN MAX 26 . 1 370 ，因为是两个 MOS 管串连，导通时消耗的功率应该为12 . 0 DS R ，另外 FDH45N50 的上升时间 500ns，下降WRIP DSMAXMOS 3 . 0212 . 0 26 . 1 2 时间 350ns，在 25 欧输入的情况下测得的。，WR jc /2 . 0 WR cs /24 . 0 WR ja /40 根据双管正激拓扑结构的开关管的 VDSS额定电压的要求，额定电压值要大于 1 倍 以上最大输入电压（即 390V） ，再考虑 1.3 倍左右的余量，选取 500V 的 MOS 管。开关 管的正向导通电流 ID要大于（2-3）Ipk=（2-3）1.21A=2.42-3.63A。 由于开关管的功率损耗一般占总损耗的 30左右，因此开关管的损耗应小于 15W（322-280）30%） ，据上述参数要求：选用仙童公司的 FDH45N50F，其 VDSS500V、ID45A(25)，RDS=0.12。 2、整流二极管的选取： 考虑开关频率 150K，输出电流 15A，电压 28.5V 故输出侧的整流管选用快恢复二 极管。 输入电压的最高值为：390V，变压器匝比 5，则输出整流管反向最大峰值电压为 3905=78V，输出满载电流为 15A，考虑 1.4 倍的限流，最大值为 21A。 电压取 2 倍余量，正向导通电流 IF应大于最大输出电流 Iomax的 1.6 倍。 根据已知条件得： VRVoutmax/Dmin=186V IF1.6Iomax27.8A 整流二极管的选取方案：选用 FUJI 系列的 D92M-03（TO-247） ， 其 VR=300V， IF=20A。由于选取的是快恢复二极管，导通时压降一般在 0.8V(125)左右，整流、续 流管的导通损耗约为：P0.8 X 10=8W。 第二部分第二部分 滤波回路的设计滤波回路的设计 滤波回路的设计包括输入滤波回路的设计和输出滤波回路的设计： 一、输入储能滤波电容 1）从功率角度：输入储能滤波电容直接影响效率和输出功率，通常正激电路，通用 输入电压范围时电容取值为输入功率的 1 倍以上，因此，电容的容值最好取大于 1408=408uF。 2）从耐压角度：电容的额定电压取 PFC BOOST 升压后的电压 390V,以电容器耐压要大 于 400Vdc,这里选 450V 的高压电解电容。 3）从纹波电流角度：原边峰值电流 1.1A4，所以，电解电容的纹波电流要大于 4.4A。 4）从频率角度：因为电源工作于 150kHz，所以，电解电容的工作频率要大于 150kHz。 5）从寿命角度：电解电容在电源中为储能元件，如果损坏，电源将不能正常输出， 所以，一定要选择长寿命的电解电容。 因此，选取佳美工公司的 KXG 系列的 45OV/100U 铝电解电容 4 个并联。这款电容 的参数是寿命 105时 800010000 小时正常工作，工作温度-40+105，体积是 1840mm，纹波电流是 100kHz 下是 1800mA，用四个并联以后纹波电流为 7.2A，是满 足要求的。 二、输出储能电容： 因为前级加了 PFC 稳压电路，所以变压器输入最高电压为 370V，因为变压器匝比 为 5：1，频率为 150kHz，周期为 6.7s，又因输出电容，其中 T U ESR ，其中，VU03 . 0 dt di LUU OLIN VULIN74 5 370 VUO 5 . 28 ，所以，故HL20sDTdt37 . 645 . 0 Adi825 . 6 。经选型，红宝石的 YXF35V1000UF 电解电容的单个 ESR 为 m T U ESR4 . 4 0.048(20100khz)，故应选择 12 只并联。实际应用中由于布板问题，在整流管后 放了 5 个，在二级电感后面放了三个，经过上一次调试，可以达到纹波电压小于 50 毫伏的效果。 第三部分第三部分 保护部分的设计保护部分的设计 保护部分的设计包括： 1. 28V15A 一路输出过压保护： 图 2：28V 输出过压保护部分电路原理图 由于输出过压保护范围是 3236V，范围较宽，光藕的二极管饱和压降为 1.1V，所以如果输出过压点是 34V 的话，,如果 D16 选VV DD 9 . 321 . 134 1716 30V 稳压管，则 D17 可选用 3.3V 稳压管。 2.2. 28V10A28V10A 一路的过流保护电路一（原边限流）一路的过流保护电路一（原边限流） 因为已经有副边限流，所以原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到 防短路的作用。采用的是原边通过电阻 R33/R34/R35 采样，因为输出过流保护要 求在 1216A 之间，为了防止和副边限流发生冲突，所以设在 17A 时保护，则此时 原边平均电流为，而峰值电流约为平均电流的 4A VIN IV I OO 45 . 1 3709 . 0 17 5 . 28 1 倍即 5.8A，由于 UC2844 的 3 脚保护点是 1V，所以如果，07 . 0 35/34/33RRR 则 3 脚的电压为 0.075.80.4V，如果要达到限流的效果还需要 8 脚给 3 脚补一 个 0.6V 的直流电压。如果 R32=4.7K，则 R31=34K。 3 3输入过压保护参数的计算输入过压保护参数的计算 通过以上电路可知，LM2904 的 2 脚是基准 2.5V，所以要想使比较器的 1 脚输 出翻转为高电平，必须使 3 脚电压达到 2.5V。假定 R10=5.1K，R41=1K,则由公式 ，如果系统在输入为 310Vac 的时V RRRRRR RRVIN VR5 . 2 1041511311 )4110( 3 候过压保护，则，得，即VVIN4343104 . 1KRRRR1053511311 ；如果供电电压为，则 LM2904RKRRRR274263511311VVcc14 的 1 脚输出高电平应该为 13.5V 左右，如果二极管 R23 的正向压降为 0.7V，则由 基尔霍夫电流定律， ，如果恢复点电压为 1041 3 16 3 5 . 13 1041511311 3 RR V R V RRRRRR VVIN 290Vac,则由基尔霍夫电流定律， ，因为恢复点电压 1041 3 16 3 5 . 13 1041511311 3 1111 RR V R V RRRRRR VVIN ,从而得到，过压的瞬间，VV5 . 231KR27016VV67 . 2 3 第四部分第四部分 28V28V 供电回路的设计供电回路的设计 供电回路的设计包括启动回路和自供电回路的设计： 1.启动回路的设计： 图 4：供电部分原理图 输入电压的范围 370VDC 到 390VDC，UC2844BN 的启动电压 16V，起动电流最 大为 1mA 加上 TL431 以及运放 LM2904 等的启动电流 1 毫安，则 ，实取 150K。 K mA V RR177 2 )16370( 21 2 2 自供电回路元器件（自供电回路元器件（C23C23、C32C32、D1D1）的选取：）的选取： 由于自供电的电压设计为 16V，所以 C23 和 C32 的耐压应大于 16V，这里选用的是 铝电解电容，考虑 20的余量，所以 C23 和 C32 的耐压值应大于 20V，实取 25V/100UF，YXF 系列的电容两个。 3 3 启动时间的计算启动时间的计算 通过以上的两个步骤，得，,所以时间常数为kRT150FCT200 ，如果电压是 370V，当把它加到电容器上时，要经过时间 30s 电容器30 TTC Rt 上的电压才达到 063370V=233V，即若想达到 16V 的启动电压，则需要 2 秒。 自供电绕组整流二极管（D1）选用 MURS120，电流 1A，反向电压 200V。 第五部分第五部分 反馈回路的设计反馈回路的设计 反馈回路的设计包括电压取样环节的设计、电压补偿网络的设计和电流控制环的 设计： 1. 电压取样部分的设计： 图 5：电压取样部分电路原理图 1) 将通过电压检测电阻（R25、R45/R46）分压网络的电流设置为 0.5mA。 2) 基准源 TL431AILP 的基准电压为 Vref2.495V。 3) 选用最接近的 5.1k 电阻产生实际的电流为： mA5 . 0 .1k5 495 . 2 54R V I ref R k 7 . 25 .5mA0 495 . 2 2 . 28 I VV 52R R refout 4) 设计要求输出电压的精度为标称输出电压的1，因此实际调试过程当中应该调 节 R46 的阻值来满足输出精度的要求。 2、电压补偿网络的设计： 图 6：反馈补偿部分电路原理图 输出滤波器的极点是由滤波电感和电容决定的，超过转折频率后，以40dB/dec 下降。滤波器的转折频率为： Hz 3 66 oo fp 104 . 1 10100010132 1 CL2 1 f 电路的直流增益绝对值为： 4 . 54 3084 . 0 370 4 8 . 13370 NVV NVV A 2 pinmax s 2 outinmax DC ）（ ）（ dBAG DCDC 7 . 34 4 . 54lg20)lg(20 不考虑 LC 滤波器的 Q 值影响时，增益穿越频率为： Hz 3 o 3 fpxo 1058 . 0 2 45 tan104 . 1 2 tanff）（）（ 在闭环增益的穿越频率处为使控制到输出特性的增益为 0dB，误差放大器所需要提 供的增益为： 3 . 42 7 . 34) 4 . 1 58 . 0 lg20G f f lg20G DC fp xo xo （）（ Gxo的绝对增益为：0076.010A 20 G xo xo ）（ 误差放大器的穿越频率为： Hz 355 . 0 3 20 A xoxe 1058 . 0 101058 . 0 10ff xo ）（ 反馈电容 C9 的大小为： uF fR A C xe DC 9 . 14 1078 . 0 1012 4 . 54 2 33 17 9 实际 R9 选取 0805 封装的 104C 电容。 由于计算当中有部分参数为估计值，且实际工作为动态环境，参数很难具体确 定，因此可能存在较大误差，还需要根据具体需要进行必要的参数调节，以上计算 参数只能作为调节的基础。 2.2.磁参数计算磁参数计算 根据第三部分，双管正激的工作原理，可以推出双管正激的变压器设计和单管正 激的变压器设计的区别之处是前者最大导通占空比不能超过 0.5。 设计内容包括： 1、 确定电源参数。 2、 选择磁芯材质，确定 B。 3、 确定 AP 值，决定磁芯规格型号。 4、 计算 NP，NS。 5、 计算线径。 6、 估算损耗。 1、已知电源参数 最小输入电压值: Vmin370V 最大输入电压值: Vmax390V 变压器工作频率: Fs150000Hz 输出电压: Vo28V 输出电流: Io15A 输出功率: Po420W 电源整机效率: 90% 自供电电压: VB15V 占空比: Dmax0.43 初、次级之间耐压: 3000Vac 电流密度 J6A/mm2 窗口系数 K0.4 B1500Gauss 2、磁材选择 功率变压器所用铁芯应选用高 i、低损耗、高 Bs 材料。目前，软磁铁氧体因具备 以上要求而被广泛应用，在此选用 TDK 的 PC40 材质，参数如下： 本设计选择 B= 0.15T=1500Gs (1T=10000GS) 3、磁芯规格选取用面积乘积法计算： )(18 . 1 )(cm 0.91500000.461500 1067 . 0 5 . 4272 )( 102 24 6 2 6 maxmax cmcm BJKf DP AeAwAP s O 所以，选用 GU4229 磁心骨架，具有窗口面积大，磁)(46 . 3 273 . 1 )( 22 cmcmAw 心中心柱截面积大的特点。)(67 . 2 )( 22 cmcmAe GU4229 的 AP 值为 2.398cm4，其值大于计算所需 AP=1.515 cm4值。PQ32/30 参数 如下表： 磁芯窗口面积: Aw3.46cm2 每匝长度: Le6.84cm 体积: Ve18.2cm3 每匝电感量: Al8500nH/N2 最大损耗:Pc（max） W 4、 变压器初、次级匝数： 计算变压器匝比 5 / (min) max LD VVDVs Vin Ns Np n 取 Vs=Vo+VD+VL=28.5，Dmax=0.45VVVV LD 2 . 0,1 变压器初级匝数： ， 23 108 max AeBf nV Np O 变压器次级匝数： ，取 5 匝。5 5 23 n Np Ns 根据实际绕制情况，仍然取初级 23 匝，次极 5 匝。 变压器初级电感量： 8500nH/N2*（23N）2=4.5mH。 5、 计算线径 1） 、计算初、次级电流的有效值： 初级峰值平均电流： )(84 . 2 (max)(min) A DVin Po Ip 初级电流的有效值： )(9 . 1max*)(ADIprmsIp 次级电流的有效值： )(10maxADIoIs 2） 、变压器绕组导线线经： 原边绕组截面积：mm2 3461 J I Awp 根据上述计算数据须采用裸线径0.21mm的漆包线35根并绕绕置，但由于在温度 100、工作频率为150KHz时铜线的集肤深度：，而)mm(20 . 0 150000 8 0.21*35mm大于5倍的集肤深度，可采用35根0.25mm的漆包线绕置，绕置两层，n=20 则电流密度为4A/mm2 副边绕组截面积