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数字控制 可逆 直流 调速 系统 设计

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全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统设计,数字控制,可逆,直流,调速,系统,设计

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XXXXXXXX大学本科生毕业设计姓 名： XXX 学 号： XXXX 学 院： 信息与电气工程学院 专 业： 电气工程与自动化 设计题目：全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统设计 专 题： 指导教师： XXXX 职 称： XXXX XXXX年 6月 XXXXXXXX大学毕业设计任务书学院信息与电气工程学院专业年级 电气023 学生姓名曹言敬 任务下达日期：XXXX年 2月 20日毕业设计日期： XXXX 年 2 月20日 至 XXXX 年 6月 20日毕业设计题目： 全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统设计毕业设计专题题目：毕业设计主要内容和要求：1、直流电机的参数为15KW，电枢电压440V，电枢电流39.5A，励磁电压90V，励磁电流7A，转速为1510转/分。2、制定主电路方案并进行选型设计计算。3、用PROTEL设计全数字控制系统的电路原理图及PCB图。4、编制控制软件。5、基于MATLAB对桥式可逆直流脉宽调速系统进行仿真研究。6、翻译与论文相关的电气自动化方面专业外文资料约5000字。7、用OFFICEWORD打XXXXXXXX大学毕业设计答辩及综合成绩答 辩 情 况提 出 问 题回 答 问 题正 确基本正确有一般性错误有原则性错误没有回答答辩委员会评语及建议成绩：答辩委员会主任签字： 年 月 日学院领导小组综合评定成绩：学院领导小组负责人： 年 月 日摘 要直流脉宽调速系统，是采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成的脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流PWM调速系统。全数字控制系统是以微处理器为核心的数字控制系统，简称微机数字控制系统。目前流行的方案是采用由数字电路组成的大规模集成电路，加上大功率可关断器件组成直流脉宽调速系统（PWM），进而发展成用单片机控制的功能更强的全数字微机控制的直流调速系统。 本文针对国内外在这一领域的研究现状，详细分析了双极式控制的桥式可逆直流脉宽调速系统的工作过程，以及直流PWM系统的原理和优缺点。在此基础上，引入了直流PWM系统的转速、电流双闭环控制，增强了控制性能。本文还介绍了C8051单片机在标准单片机基础上新增加的功能，以及将微处理系统与LED显示连接所必须的一种芯片ICM 7218A。本文根据所给的电机参数，硬件方面制定出直流脉宽调速系统的主回路方案并进行了选型设计，结合C8051芯片和ICM 7218A芯片设计出全数字控制系统的电路原理图及PCB图。软件方面编制了单片机控制的流程图，并在MATLAB环境下对桥式可逆直流脉宽调速系统做了仿真研究。关键词：直流电动机； C8051单片机； 数字PWM控制； IGBTABSTRACTThe direct current pulse width modulating speed system adopts the high frequency switch control method with the pulse width modulation(PWM), and comes into being PWM convertor-direct current speed adjustment system, whose brief name is PWM direct current speed modulation system. The totle digital control system takes microprocessor as a core, and it is shorted for singlechip digital control system. The popular project now is PWM direct current speed modulation system which adopts large scale integration electrocircuit constituted by the digital circuit and the big power apparatus that can be controlled to break. Then it develops into total digital direct speed modulation system with stronger function which is controlled by singlechip. Based on the present conditions in this field all over the world, this dissertation detailedly analysed the working process of the reversible direct current PWM controlled by double poles bridge, and illustrated the merits and shortcomings of the direct current PWM system. Then doubled closed loop control of rotate speed and current was introduced in this dissertation , which strengthened the control function of the direct PWM system. Accessorial function of C8051 singlechip was also introduced, as well as a kind of chipICM 7218A which is used to connecting the tiny processing system and LED display. According to the given parameters, work of this dissertation has been done. Aspects of hardware was done as follows. First, the project of the main loop was made. Second, types of the components were choosed. Finally, circuit diagram and PCB diagram of the total digital control system were designed by using the C8051 chip and ICM 7218A chip. Aspects of software was done as follows. First of all,the flow chart of the singlechip control was made. Second, the simulation of the reversible direct current PWM system was done basing on the MATLAB.Keywords：direct current motor ； C8051 singlechip ； digital PWM control ； IGBT目 录1 绪论11.1研究本课题的意义综述11.2本课题所涉及的内容以及国内外发展情况综述11.2.1直流调速控制技术发展概况11.2.2交流调速控制技术发展概况21.2.3计算机控制技术概况31.3本课题的主要研究内容32 直流调速系统42.1直流调速方法42.1.1直流调速方法概述42.1.2三种调速方法的性能与比较42.2直流斩波器或脉宽调制变换器62.3直流脉宽调速系统92.3.1双极式控制的桥式可逆PWM变换器92.3.2电能回馈与泵升电压的限制122.4转速、电流双闭环直流调速系统132.4.1转速、电流双闭环直流调速系统的组成142.4.2稳态结构图和调节器的限幅作用142.4.3转速和电流两个调节器的作用153 Cygnal C8051FXXX 系列单片机163.1 Cygnal C8051FXXX 系列单片机特点163.1.1 Cygnal C8051 单片机的片内资源和主要特点163.1.2 增加的功能173.2 C8051 单片机的组成183.2.1 C8051 单片机的结构183.2.2中断系统193.2.3定时器计数器213.3 C8051 用于控制电动机时的输入输出端口设置223.4电动机控制中的模数转换在C8051中的实现233.5 ICM7218芯片说明243.5.1 ICM7218芯片特点243.5.2 ICM7218管脚及其与单片机的连接244 全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统的设计254.1全数字控制系统的电路原理图及组成254.1.1电路原理图及PCB图254.1.2原理图组成及各部分的功能说明284.2选型设计计算314.2.1主回路314.2.2检测回路384.2.3键盘、显示电路404.2.4电源部分404.3单片机控制软件流程图及说明414.3.1流程图及算法说明414.3.2 MT法数字测速和数字PI调节器原理534.4基于MATLAB对直流脉宽调速系统开环特性的仿真研究574.4.1仿真框图574.4.2仿真波形574.4.3仿真分析584.5基于MATLAB对直流脉宽调速系统闭环特性的仿真研究584.5.1仿真框图584.5.2调节器的参数整定614.5.3仿真结果634.5.4波形分析644.5.5对比分析655 总结65参考文献67附录169翻译部分70中文译文70英文原文85致 谢105第109页中国矿业大学XXXX届本科生毕业设计1 绪论11.1研究本课题的意义综述 直流脉宽调速系统，是采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成的脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流PWM调速系统。随着电力电子技术和控制技术的的发展，20世纪末以交流调速为主导方向调速系统日趋完善，其性能可与直流调速系统相媲美，它的控制技术已居世界先进水平。但由于造价较高，目前在国内应用局限性较大，在较短的时间内难以取代较为落后的直流调速。相对而言，PWM调速系统的出现，弥补了这个空白。PWM调速系统主电路线路简单，功率元件少，开关频率高，其控制水平从1000Hz可达到4000Hz，电机电流连续，低速性能好，谐波少，稳态精度高，脉动小，损耗和发热都较小，调速范围宽，调速系统频带宽，快速响应性好，动态抗扰能力强。特别是近几年大功率CTR、GTO、IGBT的相继问世，促使其生产水平已达到4500V、2500A，组成的PWM变换器用来驱动上千千瓦的电动机，广泛用于交通、工矿企业等电动传动系统中。因此对PWM调速系统的进一步研究，在调速精度要求较高的场合，对解决传统直流调速系统调速精度低、稳定性差的难题，具有广泛的意义和价值。全控型电力电子技术和单片机技术的发展，促使模拟控制转向全数字化控制。全数字控制系统是以微处理器为核心的数字控制系统，简称微机数字控制系统，主要特点是离散化和数字化。它的稳定性好，可靠性高，可以提高控制性能，此外还拥有信息存储、数据通信和故障诊断等模拟控制系统无法实现的功能。因此目前流行的方案是采用由数字电路组成的大规模集成电路，加上大功率自关断器件组成直流脉宽调速系统（PWM）。进而发展成用单片机控制的功能更强的全数字微机控制的直流调速系统。1.2本课题所涉及的内容以及国内外发展情况综述1.2.1直流调速控制技术发展概况 由于直流调速控制系统具有良好的启制动、正反转及调速等性能，目前在调速领域中仍占主要地位。按供电方式，它可分交流机组供电、整流供电和晶闸管供电三类。其中，晶闸管供电的直流调速控制系统具有良好的技术经济指标。因此，在国内外已取代了其他两种供电方式。目前，我国的直流调速控制主要在以下几个方面进行着研究。 提高调速的单机容量。我国现有最大单机容量为7000KW，国外单机容量已达14500KW。 提高电力电子器件的生产水平，增加品种。20世纪50年代末出现的无自关断能力的半控型普通晶闸管是第一代电力电子器件。70年代以后，出现了能自关断的全控型器件，如电力晶体管（GTR）、门极可关断晶闸管（GTO）、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、电力场效应管（MOSFET）、静电感应晶体管（SIT）和静电感应晶闸管（SITH）等称之为第二代电力电子器件。其中，IGBT综合了MOSFET和GTR的优点，既有MOSFET电压控制器件驱动功率小、开关频率较高（一般为20KHz以下）的特点，又有GTR电压电流值较大的长处。因此，在中等容量的变频器、逆变器中，得到了广泛的应用。然而目前，在高电压（4500V以上）和大电流（2000A以上）范围，还不得不使用GTO晶闸管。80年代以后，出现了电力集成电路（PIC），属于第三代电力电子器件，在PIC中，不仅含有主电路的器件，而且把驱动电路以及过压、过流保护、电流检测甚至温度自动控制等电路都集成在一起，形成一个整体。当今，电力电子器件正在向大功率化、高频化、模块化、智能化发展。电力电子技术的发展使直流传动得到了新的发展，以往普遍使用的是晶闸管相控整流直流电机调压调速系统，现在也发展了全波不控整流PWM斩波直流电机调压调速系统，这也正是本课题所研究的。 提高控制单元水平。目前国内使用较多的仍是小规模集成运放和组件构成的叫直流调速控制系统，触发装置甚至仍是分立元件的，相当于国外第二代产品。目前，国外的第四代以微处理机为基础，具有控制、监视、保护、诊断及自复原等多种功能。1.2.2交流调速控制技术发展概况 交流电动机与直流电动机相比，有结构简单、牢固、成本低廉等许多优点，缺点是调速困难。自从微处理机出现以后，国外在绕线式转子异步电动机串级调速、无换向器电动机调速、笼式异步电动机的矢量控制以及脉宽调制（简称PWM）技术方面，都已取得了重大突破与发展，进入了工业应用阶段。尤其是20世纪70年代后不断涌现出新型电力电子器件，变频技术获得了日新月异的发展，使得交流调速性能可以与直流调速相媲美，目前，交流调速逐步取代直流调速已成为明显的发展趋势。 随着现代控制理论的发展，交流调速控制技术的发展方兴未艾，非线性解耦控制、人工神经网络、自适应控制、模糊控制等各种智能控制策略正在不断涌现，展现出更为广阔的前景，必将进一步推动交流调速控制技术的发展。1.2.3计算机控制技术概况为实现综合自动化，国外在集散型计算机控制系统方面已有定型成套装置，对复杂的电气自动化系统进行在线实时控制，技术已过关，尤其是单片机的出现给控制带来了很多方便之处。实现非线性控制比模拟电路更加方便、可靠，参数调节容易。目前的发展方向是大型化和智能化。此外，由于计算机控制技术的发展，实时运行的图形功能比较强，对控制过程的参数和状态可以从图形中得到比较直观的了解，便于对系统进行在线监控与管理。1.3本课题的主要研究内容本课题所要解决的核心问题是电机调速。采用按键设定电机转速以及正转、反转，用数字测速法检测电机转速，经A/D转换变为数字量后送入单片机，将转速实际值与给定值进行比较，根据偏差与变化的情况控制速度调节器ASR，ASR的输出与电流反馈比较后 偏差送入电流调节器ACR，ACR的输出控制单片机产生PWM波形，经过专门的驱动电路驱动IGBT。通过改变占空比，改变电机两端的平均电压，实现调速。本课题的主要研究内容如下:制定直流脉宽调速系统的主回路方案并进行选型设计计算。用Protel设计全数字控制系统的电路原理图及PCB图。编制单片机控制的软件流程图。在MATLAB环境下，对桥式直流可逆直流脉宽调速系统进行仿真研究。2 直流调速系统2.1直流调速方法2.1.1直流调速方法概述 直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速和快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。直流电动机转速和其他参量之间的稳态关系可表示为： （21） 式中 转速（r/min）； 电枢电压（V）； 电枢电流（A）； 电枢回路总电阻（ W ）； 励磁磁通（Wb）； 由电机结构决定的电动势常数。在上式中，是常数，电流是由负载决定的，因此调节电动机的转速可以有三种方法：（1）调节电枢供电电压； （2）减弱励磁磁通；（3）改变电枢回路电阻。2.1.2三种调速方法的性能与比较（1）调压调速调压调速特性曲线如图2-1所示。工作条件：保持励磁；保持电阻； 调节过程：改变电枢电压，；调速特性：转速下降，机械特性曲线平行下移。（2）调阻调速调阻调速特性曲线如图2-2所示。工作条件：保持励磁；保持电压；调节过程：增加电阻，不变；调速特性：转速下降，机械特性曲线变软。（3）调磁调速调磁调速特性曲线如图2-3所示。工作条件：保持电压；保持电阻；调节过程：减小励磁；，调速特性：转速上升，机械特性曲线变软。图2-1 调压调速特性曲线 图2-2 调阻调速特性曲线图2-3 调磁调速特性曲线（4） 三种调速方法的性能与比较：对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（即电机额定转速）以上作小范围的弱磁升速。 因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主。2.2直流斩波器或脉宽调制变换器在干线铁道电力机车、工矿电力机车、城市有轨和无轨电车和地铁电机车等电力牵引设备上，常采用直流串励或复励电动机，由恒压直流电网供电，过去用切换电枢回路电阻来控制电机的起动、制动和调速，在电阻中耗电很大。为了节能，并实行无触点控制，现在多用电力电子开关器件，如快速晶闸管、GTO、IGBT等。采用简单的单管控制时，称作直流斩波器，后来逐渐发展成采用各种脉冲宽度调制开关的电路，脉宽调制变换器（PWM-Pulse Width Modulation）。1. 直流斩波器的基本结构直流斩波器电动机系统的原理图如图24所示。图24 直流斩波器-电动机系统的原理图和电压波形2. 斩波器的基本控制原理在原理图中，VT 表示电力电子开关器件，VD 表示续流二极管。当VT 导通时，直流电源电压加到电动机上；当VT 关断时，直流电源与电机脱开，电动机电枢经 VD 续流，两端电压接近于零。如此反复，电枢端电压波形如图24（b）所示 ，好像是电源电压在时间内被接上，又在时间内被斩断，故称“斩波”。3. 输出电压计算这样，电动机得到的平均电压为： （22） 式中 晶闸管的开关周期； 开通时间； 占空比，；其中 为开关频率。4. 斩波电路三种控制方式根据对输出电压平均值进行调制的方式不同而划分，有三种控制方式：不变，变 脉冲宽度调制（PWM）；不变，变 脉冲频率调制（PFM）；和都可调，改变占空比混合型。5、PWM系统的优点（1） 主电路线路简单，需用的功率器件少；（2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；（3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；（4） 若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；（5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；（6） 直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。6、总结 直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要的直流调速方式。2.3直流脉宽调速系统自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。2.3.1双极式控制的桥式可逆PWM变换器PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图25所示。这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种。由于本设计采用双极式控制，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。1、 H形主电路结构桥式可逆PWM变换器的主电路结构如图25所示。Ug4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4+Us图25 桥式可逆PWM变换器的主电路2、双极式控制方式（1）正向运行：第1阶段，在期间，、为正， VT1 、 VT4导通，、为负，VT2 、 VT3截止，电流沿回路1流通，电动机M两端电压；第2阶段，在期间，、为负， VT1 、 VT4截止， VD2 、 VD3续流， 并钳位使VT2 、 VT3保持截止，电流沿回路2流通，电动机M两端电压；（2） 反向运行：第1阶段，在期间，、为负，VT2 、 VT3截止， VD1 、 VD4 续流，并钳位使 VT1 、 VT4截止，电流沿回路4流通，电动机M两端电压；第2阶段，在期间，、为正， VT2 、 VT3导通，、为负，使VT1 、 VT4保持截止，电流沿回路3流通，电动机M两端电压；3、 输出波形双极式控制可逆PWM变换器的输出波形如图26所示。（a）正向电动运行波形 （b）反行电动运行波形26 双极式控制可逆PWM变换器的输出波形4、输出平均电压 双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 （23）式中 为 PWM 波形的占空比，改变 r即可调节电机的转速，若令为PWM电压系数，则在双极式控制的可逆变换器中，。 5、调速范围调速时， r 的可调范围为01，。当时， g 为正，电机正转；当时， g 为负，电机反转；当时， ，电机停止。当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。6、性能评价 双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：（1）电流一定连续；（2）可使电机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 双极式控制方式的不足之处是： 在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。2.3.2电能回馈与泵升电压的限制PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压，电容C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。 （1） 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路示意图 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路示意图如图27所示。图27 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路示意图（2） 泵升电压产生的原因对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。 （3） 泵升电压限制电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻来消耗掉部分动能。分流电路靠开关器件 在泵升电压达到允许数值时接通。（4） 泵升电压限制电路泵升电压限制电路如图28所示。图28 泵升电压限制电路对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网。当然，这样一来，系统就更复杂了。2.4转速、电流双闭环直流调速系统采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如：要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需要。这是因为在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。 在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动过程，在起动电流达到最大值后，受电流负反馈的作用降低下来，电机的电磁转矩也随之减小，加速过程延长。 而我们期望达到的理想起动过程是，在电机最大允许电流和转矩受限制的条件下，应该充分利用电机的过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许的最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，到达稳态转速时，立即让电流降下来，使转矩马上与负载平衡，从而转入稳态运行。 为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变。那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。因此，我们希望能实现控制：起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈；稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。 2.4.1转速、电流双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如图29所示。ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变换器图2-9 转速、电流双闭环直流调速系统结构TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPEL-MTG+图中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。2.4.2稳态结构图和调节器的限幅作用 1. 系统稳态结构图图2-10 直流调速系统的稳态结构图a转速反馈系数; b 电流反馈系数 Ks a 1/CeU*nUcIdEnUd0Un+-ASR+U*i- R b ACR-UiUPE2.调节器的限幅作用为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI 调节器，可采用模拟实现或数字实现。而且，两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。 限幅作用存在两种情况；饱和输出达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环 不饱和输出未达到限幅值。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳态时总是零。 2.4.3转速和电流两个调节器的作用 转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下： 1. 转速调节器的作用（1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。 （2）对负载变化起抗扰作用。 （3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。2. 电流调节器的作用（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。（2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。 （4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。3 Cygnal C8051FXXX 系列单片机3.1 Cygnal C8051FXXX 系列单片机特点3 Cygnal C8051 单片机是全集成混合信号在片系统单片机。在片系统是随着半导体生产技术的不断发展，集成度越来越高，对嵌入式控制技术可靠性要求越来越高而产生的新概念，即SOC（system on chip），意思是整个系统都高度集成在一个芯片上。Cygnal C8051 单片机是目前功能最强大的8位单片机之一，它几乎包含了所有的单片机的新功能。3.1.1 Cygnal C8051 单片机的片内资源和主要特点Cygnal C8051 单片机的片内资源有： 8/12位多通道输入ADC模/数转换器； 12路12位DAC数/模转换器； 12路电压比较器； 电压基准（内部，外部）； 内置温度传感器（3 ）； 16位可编程定时器计数器列阵（PCA），可用于PWM波发生器； 35个通用16位定时器； 864个通用IO口； 带有ICSMBus、SPI、12个UART串行总线； 864 KB FLASH 内部程序存储器； 256 B4 KB 内部数据RAM； 片内电源监测、片内看门狗定时器、片内时钟源。Cygnal C8051 单片机的主要特点如下： 高速的（2025 MIPS（兆条指令每秒）、与8051全兼容的微控制器内核； FLASH存储器可实现在线编程和用于非易失性数据存储（EPROM的作用）； 工作电压典型值为3 V （2.73.3 V），全部IO、RST、JTAG引脚均允许5 V电压输入； 全系列芯片均为工业级（温度范围-45+85 ）；片内JTAG仿真电路提供全速、非插入式（不使用在片资源）的电路内仿真，支持断点、单步观察点、运行和停止等调试命令，支持存储器和寄存器校验和修改。3.1.2 增加的功能C8051单片机与MCS51指令集完全兼容，可以仍然使用标准803X805X的汇编器和编译器进行软件开发。C8051单片机内核拥有标准的8052所有的资源，包括4个16位的定时器计数器、一个全双工UART、256 B内部RAM空间、128 B特殊功能寄存器（SFR）地址空间及4 B宽的IO端口。除此之外，本设计用到的增加功能还有： 采用流水线式的指令处理方式，使70的指令执行法是在1个或2个系统时钟周期内完成，只有4条指令的执行需4个以上系统时钟周期（而标准的8051指令至少要用12个系统时钟周期），所以，使单片机运行速度非常快。 扩展的中断系统提供了21个中断源（标准8051只有7个中断源），允许模拟的和数字的外设使用中断。在进行多任务实时控制系统应用时，这些增加的中断源是非常有用的。 内部有一个能独立工作的内部时钟发生器，在复位后被默认为系统时钟。必要时，时钟源可以在运行时切换到外部振荡器。这种时钟切换功能在低功耗系统中是非常有用的。 全部采用FLASH内部程序存储器，存储空间为864 KB。FLASH存储器编程时不需要额外的编程电压，并且还可以作为非易失性存储器使用。 增加了数字交叉开关，它可将内部数字系统的资源如定时器、串行总线、外部中断源、AD转换输入、比较器输出、PWM、捕捉比较等定向到P0、和P1和P2口，也就是说在P0、P1和P2口不设专用的第二功能。这样使这些端口的工作分配更加灵活。 内部集成了432个通道、812位的ADC模数转换器和可编程增益放大器。其AD转换速度为100 kSPS。可提供片内电压基准和外接电压基准。可通过编程启用内部温度传感器来监测环境温度。AD转换可有4种启动方式：软件命令、T2溢出、T3溢出、外部信号输入。 有2个比较器和2个12位DAC数/模转换器。 DAC转换器为电压输出模式，与ADC共用参考电压。3.2 C8051 单片机的组成3.2.1 C8051 单片机的结构1、指令系统C8051 单片机的CPU仍然采用标准的8051内核，但使用流水线指令执行结构，因此速度很快，其指令系统与标准的8051一样，惟有MOVX指令增加了新功能，当将程序存储读写控制寄存器PSCTL的“写”控制位打开时，可以用MOVX指令对FLASH进行“写”操作，用于更新程序代码或保存重要数据。2、存储器结构 C8051 单片机F000F017系列的存储器结构与标准的8051存储器组织相似。内部程序存储器全部有32 KB 的 FLASH组成，该存储器中有512 B（7E00H7FFH）保留给制造厂商使用，用户不能使用。另有128 B（8000H807FH）可供用户作为非易失性数据存储器使用。FLASH 以512 B 为一个扇区。在编程时，要求先擦除后再写。擦除操作以扇区为单位进行的。用软件对FLASH的编程过程如下： 用 FLSCL寄存器中的FLASH存储器的写/擦除操作； 置位PSEE（PSCTL.1），允许FLASH扇区擦除； 置位PSWE（PSCTL.0），允许FLASH写； 用MOVX指令向待擦除扇区内的任何一个地址写入一个数据字节； 清除 PSEE以禁止FLASH扇区擦除； 用MOVX指令向刚擦除的扇区中所希望的地址写入数据字节（写入的字节数可以是一个字节到整个扇区之间的任何值），重复该步直到结束； 清除 PSWE以禁止FLASH写。FLASH在被编程或擦除期间，C8051中的程序停止执行。C8051 单片机内部有256 B 的RAM ，因此，SP 堆栈的栈顶可以到FFH。RAM中的高128 B 与特殊功能寄存器SFR共用同一地址，为了区分两者，高128 B的RAM只能间接寻址。C8051 单片机内部还可以集成2 KB 的RAM（有些型号没有）。对这种RAM的操作仍然用MOVX指令。3、 堆栈CPU中有1个32位的移位寄存器，用于硬件堆栈记录。每次压栈或SP增1都向该寄存器压入1个记录位，每次子程序调用或中断都向该寄存器压入2个记录位。1次出栈或SP减1弹出1个记录位，1次返回弹出2个记录位。堆栈记录可以检测堆栈的上溢和下溢，即使在单片机运行全速调试时也可以通知调试软件。4、 特殊功能寄存器SFR C8051 单片机有128 B的空间来存放特殊功能寄存器SFR，其地址与高128B的RAM相同，对SFR采用直接寻址。C8051 的SFR包含了标准的8051单片机中的全部SFR，还增加了一些用于配置和控制新增加的子系统。这就可以在保证与MCS51指令集兼容的前提下使用新增加的功能。3.2.2中断系统 C8051 单片机除了保留标准的8051的7个中断源外，还增加了14个中断源。新增加的大部分中断源要通过软件清中断位。中断允许寄存器IE 中的EA位仍然是控制全部中断的总开关。1、 中断优先权和响应时间表31是中断优先权表。它列出了每一个中断源及中断优先权。外部中断0和1可选择低电平触发还是下降沿触发；外部中断47只能用下降沿触发。表31 中断优先权表中断源优先权复位最高外部中断0（）0定时器0溢出1外部中断1（）2定时器1溢出3串行接口（UART）4定时器2溢出（或EXF2）5串行外设接口6SMBus 接口7ADC0 窗口比较8可编程计数器阵列9比较器0下降沿10比较器0上升沿11比较器1下降沿12比较器1上升沿13定时器3溢出14ADC0转换结束15外部中断416外部中断517外部中断618外部中断719未使用的中断位置20外部晶体振荡器准备好21每个中断都有2个优先级：低级和高级。低优先级中断可以被高优先级中断所中断，但反之则不行。如果2个同等优先级中断同时申请服务，则按表31所列的优先级顺序排队，在前者先得到服务。中断响应时间取决于中断发生时CPU的状态。中断系统在每个系统时钟周期对中断标志采样，最快的响应时间为5个系统时钟周期（1个周期用于检测中断，4个周期完成对中断子程序的调用）。2、 中断寄存器除了原有的中断允许寄存器IE和中断优先级寄存器IP外，C8051又增加了2个扩展的中断允许寄存器EIE1和EIE2，以及2个扩展的中断优先级寄存器EIP1和EIP2。寄存器中的各位值为1表示允许，0表示禁止。3.2.3定时器计数器C8051 内部4个定时器计数器，其中3个16位定时器计数器与标准8051中的定时器计数器兼容，另一个16位定时器用于ADC、SMBus或作为通用定时器使用。定时器计数器的工作方式如表32所列。定时器0和定时器1几乎完全相同，有4中工作方式；定时器2有3种工作方式，分别是16位自动装载定时器计数器、16位带捕捉定时器计数器、16位波特率发生器；定时器3与定时器2类似，但没有捕捉或波特率发生器方式。表32 Cygnal 8051单片机定时计数器的工作方式工作方式定时器0和定时器1定时器2定时器3013位定时器计数器自动重装载的16位定时器计数器自动重装载的16位定时器计数器116位定时器计数器带捕捉的16位定时器计数器2自动重装载的8位定时器计数器波特率发生器3双8位定时器计数器（只对定时器0）当工作在定时器方式时，定时器寄存器在每一个输入时钟加1，输入时钟为系统时钟或系统时钟的12分频，由CKCON中的定时器时钟选择位T2MT0M指定。输入时钟为系统时钟的12分频选项保存了与标准8051系列的兼容性，需要快速定时器的应用则可以选用输入时钟为系统时钟的选项。 定时器0和定时器1与标准的8051相同； 定时器2是由TL2（低字节）和TH2（高字节）2个8位寄存器组成。通过定时器2控制寄存器T2CON来设置它的3种工作方式。 定时器3总是被设置为自动重装载方式，定时器的重载值保存在TMR3RLL和TMR2RLH寄存器中。3.3 C8051 用于控制电动机时的输入输出端口设置C8051 的IO引脚有2种用途：作为标准的IO引脚和作为第二功能引脚。与其他单片机不同，C8051 并不指定固定的引脚作为第二功能引脚，而是通过交叉开关由用户来设定。1、 交叉开关的使用在IO口P0、P1、P2与内部资源之间是使用交叉开关进行连接的。当需要某些内部资源与IO引脚相连接时，必须通过交叉开关控制寄存器XBR0、XBR1、XBR2进行设置。设置交叉开关控制寄存器XBR0、XBR1、XBR2的作用是：确定被选择的资源。这些被选择的资源分配到哪些IO引脚上去，则由交叉开关优先表根据排列的优先顺序来确定。交叉开关优先表从高到低的优先顺序为：从上到下，从左到右。这就决定了P0首先被用到，P2口更有可能未被分配资源而只能作为标准的IO口使用，并且未被分配资源的IO引脚都是连续在一起的。交叉开关是独立的，与资源本身的允许与否无关。首先，资源在使用时不必在交叉开关中被允许。相反，那些在交叉开关中被允许，但在它们自己的SFR中被禁止的资源，仍然会控制着它的端口引脚。2、IO口初始化 首先，通过交叉开关控制寄存器XBR0、XBR1、XBR2将所需的资源分配给端口引脚，并在XBR2中将交叉开关设置为允许。所有的IO端口都耐5 V电压。IO引脚的输出驱动器特性是用端口配置寄存器PRT0CF、PRT1CF、PRT2CF和PRT3CF定义的。它们分别相应地控制P0口、P1口、P2口和P3口的输出方式设置。当PRTnCF寄存器中相应的引脚位设置为0时，这些引脚的输出驱动为漏极开路方式；设置为1时，则为推挽方式。为了将一个通用IO引脚设置为输入，与这一引脚相关的PRTnCF端口配置寄存器位必须被清0。另外，与该引脚相关的端口位必须被置1，这样使该引脚处于高阻态。3.4电动机控制中的模数转换在C8051中的实现C8051 内部集成了ADC转换器。1、ADC组成C8051 ADC包括了1个9通道的可控制多路开关（AMUX）；1个可编程增益放大器（PGA）；1个100 kSPS、12位分辨率的逐次逼近型 ADC。ADC中集成了跟踪保持电路和可编程窗口检测器。只有当ADC控制寄存器ADC0CN中的ADCEN位被置1时，ADC系统才被允许工作。AMUX共有9个通道。其中8个通道用于模拟输入，这8个通道与C8051专用的模拟输入引脚AIN0AIN7相连。另1个通道给内部温度传感器。AMUX可以编程为差分输入或单端输入，复位时默认为单端输入。有2个寄存器控制AMUX，它们是AMUX通道选择寄存器AMX0SL和AMUX配置寄存器AMX0CF。2、ADC的工作方式 ADC的工作方式是通过配置寄存器ADC0CF、控制寄存器ADC0CN、基准电压控制寄存器REF0CN的值软件设置的。有4种A/D转换启动方式： 通过软件方法将ADC0CN寄存器中的ADBUSY位置1； 通过CNVSTR引脚的外部信号上升沿触发； 定时器2溢出； 定时器3溢出。3、 ADC可编程窗口检测器ADC可编程窗口检测器不停地、自动地将ADC输出与用户编程的极限值进行比较，并在检测到越限条件时通知系统控制器。窗口的大于值存放在ADC0GTH和ADC0GTL寄存器里；小于值存放到ADC0LTH和ADC0LTL寄存器里。只要有越限存在，窗口检测器标志就会置1。窗口检测器标志置1时，会申请1次中断。3.5 ICM7218芯片说明43.5.1 ICM7218芯片特点ICM7218 系列是美国INTEL 公司近年推出的芯片。其主要有以下几个特点:(1) 具有高能位、段驱动器,输出可驱动大型LED显示器。(2) 适用共阴、共阳两种方式。(3) 单一电源+5V。(4) 电源为2V 时,数据不丢失。(5) 有节电性能,关掉显示后芯片进入低功耗工作方式。(6) 通过管脚可选择两种七段译码方式:十六进制/ BCD 方式和不译码方式。(7) 具有与微处理器的兼容性。(8) 有连续/ 随机两种存取方式。(9) 每位均带十进制小数点驱动。3.5.2 ICM7218管脚及其与单片机的连接1、管脚排列ICM7218 系列引脚包括DIGIT1 DIGIT8 八个位驱动、Seg a Seg g 八个段驱动及ID0 ID7 八条数据线引脚,并且有一MODE控制位用来选择工作方式。2、管脚功能7218A/B 除具有位驱动、段驱动外,其高四位数据线为双功能脚,在MODE 控制下选择工作方式,管脚功能说明如下：MODE(控制位) :当MODE =“1”时,从数据线ID4ID7 来的为控制字;当MODE =“0”时,则为显示数据。ID4 (关断) :高电平时，正常工作方式； 低电平时，芯片进入低功耗状态,。关掉位、段驱动器,振荡器停止循环扫描。但此状态仍可向RAM 中写入数据,仅仅是输出和读取区被禁止。ID5 (译码/ 不译码) :高电平时，不译码；低电平时，译码。7218A/ B 可以选择三种数据输入形式,其中译码包括十六进制和二进制两种形式。不译码形式指输入直接控制输出。ID6 (十六进制/ 二进制译码) :高电平时，十六进制译码；低电平时，二进制译码。十六进制译码可译为09 十个数字和AF 六个字符。ID7（数据来/控制字来）：高电平时，有数据来；低电平时，无数据来。3、7218与单片机的接口技术7218与单片机的连接如图42中所示。(1) 八位数据线DB0DB7 与ID0 ID7 相连,在有效期间,传送控制与数据信息。(2) MODE 为高时, 传送数据为控制字,MODE 为低时,当脉冲有效时传送数据。4 全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统的设计已给参数: 15KW的直流电机,电枢电压440V,电枢电流39.5A,励磁电压90V,励磁电流7A,转速为1510转/分。4.1全数字控制系统的电路原理图及组成4.1.1电路原理图及PCB图全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统主电路原理图如图41所示，控制电路原理图如图42所示。生成的PCB图如附录1所示。图41 全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统主电路原理图图42 全数字控制的桥式可逆直流脉宽调速系统控制电路原理图4.1.2 原理图组成及各部分的功能说明 主回路5主回路从左到右依次由断路器QF、过流继电器FR、扼流电感、整流电路、限流电阻与晶闸管VT、滤波电容C1和C2、制动电阻和电力电子开关器件（此处选用IGBT）VTb构成的制动电路、4个IGBT模块 VT1VT4构成的桥式可逆直流PWM变换器、直流电机组成。 断路器QF6用于此交流50Hz，电压380V的主回路配电电路中，作为过负荷、短路及失压保护，并且作为主回路配电电路的总开关，可用来手动控制主回路的通断电。 过流继电器FR用于主回路配电电路的过载保护。将FR的动作电流值整定为主回路的最大允许电流，如果配电电路发生过载，当过流继电器检测到的电流达到整定值时，继电器动作，使主回路断电，起到保护作用。使用过流继电器最大的好处是，断电后冷却一段时间还可进行手动复位或自动复位。 扼流电感用于抑制电网电流脉动，使整流电路获得平稳的电流。 二极管整流电路本设计中整流电路由VD1VD6六个整流二极管构成三相不可控整流桥，它们将电源的三相交流全波整流成直流。采用380V交流电源，整流电路为三相桥式全波整流电路。设电源的线电压为，那么三相全波整流后平均直流的大小是： 。本设计中选用线电压为380V的交流电源，故全波整流后的平均电压是513 V。 滤波电容C1和C2整流电路输出的整流电压是脉动的直流电压，必须加以滤波。 滤波电容C1和C2的作用是：除了滤除整流后的电压纹波外，还在整流电路与PWM变换器之间起去耦作用，以消除相互干扰，并且还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。 这已在前面2.3.3中详细阐述过，在此不再赘述。 限流电阻与晶闸管VT由于滤波电容比较大，加之在接入电源时电容器两端的电压为零，故当主回路刚合上电源的瞬间，滤波电容C1和C2的充电电流是很大的。过大的冲击电流将可能损坏三相整流桥的二极管。为了保护整流桥，在主回路刚接通电源后的一段时间里，电路内串入限流电阻，其作用是将电容器C1和C2的充电电流限制到允许的范围内。晶闸管VT的功能是：当电容器充电到一定程度时，晶闸管门极加正向电压，使晶闸管导通，将短接。 制动电路制动电路中和VTb的作用已在前面2.3.3“泵升电压的限制”中详细阐述，在此不再赘述。 桥式可逆直流PWM变换器三相交流电源经不可控整流电路变换为电压恒定的直流电源，再经过桥式可逆直流PWM变换器得到可调的直流电压，给直流电动机供电。双极式控制的桥式可逆PWM变换器也已在前面2.3.2中详细阐述，在此也不再赘述。 直流电机直流电机的选型及详细参数见“选型设计计算”部分。 检测回路 检测回路包括电压、电流和转速检测。其中电压、电流分别用霍尔电压传感器TV、霍尔电流传感器TA进行检测。转速检测为了提高精度，采用光电式旋转编码器，即数字测速。电压、电流经传感器检测后，由单片机自带的AD通道变为数字量后送入微机。 驱动电路 IGBT模块的驱动采用专门的驱动电路，集驱动和保护为一体。本设计中选用由日本富士公司开发的高速型驱动模块EXB841组成驱动电路，如第27页控制电路原理图中所示。其详细说明见选型设计中。EXB841驱动电路带有过流保护输出，可将检测到的IGBT过流情况及时通知单片机。 数字控制器 数字控制器是系统的核心。本设计中采用Intel公司生产的Cygnal C8051芯片，配以显示、键盘等外围电路构成数字控制器。 C8051 芯片C8051 芯片本身带有内部时钟发生器、AD转换器、比较器、通用IO口，以及扩展的存储器结构、扩展的中断系统、4个定时器/计数器、还带有一般微机并不具备的测频和PWM生成功能，可大大简化数字控制系统的硬件电路。本设计中C8051芯片用到的功能已在第3章中做了详细介绍，在此不再赘述。 键盘电路 组成键盘电路由加速键、减速键、反向键、3个确认键以及3个继电器KM1、KM2、KM3组成，连接如原理图所示。继电器KM1的一个常开接点与加速键并接构成自锁，另一常开接点与C8051外部中断相连， 已通过交叉开关定向到P0.5口。继电器KM2的一个常开接点与减速键并接构成自锁，另一常开接点与C8051外部中断相连，已通过交叉开关定向到P0.6口。继电器KM3的一个常开接点与反向键并接构成自锁，另一常开接点与C8051比较器中断外部接口CP0+相连。 原理加速过程：在该电路中，若按下加速键，则继电器线圈KM1通电而动作，常开接点KM1闭合。如果这时松开加速键，由于自锁，继电器还继续保持通电工作状态。与此同时，与外部中断相连的常开接点闭合，P0.5口输入高电平信号，则C8051可以不断检测到外部中断，每检测到一次中断，转入执行加速中断子程序，使寄存器中的给定转速值加1。一直加到期望值后，按下确认键，继电器线圈KM1断电，常开接点断开，停止申请中断，给定转速值不再加1。减速过程：原理同加速过程，在此不再赘述。反向过程：原理基本同上。若按下反向键，由于自保作用继电器线圈KM3一直处于通电状态。所不同的是，常开接点的闭合，使CP0+口不断有高电平信号输入。只要C8051检测到一次CP0+中断，执行转速反向子程序后，给定转速的显示值由正变为负，需按下确认键，使继电器线圈断电，停止申请中断。 显示电路 显示电路由5个LED数码管显示器、ICM7218 芯片组成。ICM7218 芯片可直接驱动8个LED数码管，可与单片机直接连接。它的优点是不需外加译码、驱动电路，并且包含静态存储器，可以存储显示信息。关于ICM7218 芯片的特点及功能等已在第3章中详细说明，在此不再赘述。 电源部分 组成电源部分由两个开关电源模块、一个稳压电源组成。 说明 开关电源模块输出的 +15V，-15V电压，给霍尔电压传感器和电流传感器供电。输出的24V和5V电压，分别给旋转编码器和继电器供电，+5V电压给C8051和ICM7218芯片供电。稳压电源输出的90V直流电给电动机励磁线圈供电。 其它部分 74LS32和74LS07。74LS32是多输入或门芯片，它将5个IGBT驱动电路过流保护输出综合成一路后输入到C8051 外部中断接口CP1+。无论哪个IGBT发生过流，都能引发比较器CP1中断，通知单片机，系统发生故障。74LS07是6输入的同相缓冲驱动器，将单片机输出的驱动信号经缓冲后再与IGBT的驱动电路相连。4.2选型设计计算4.2.1主回路（1）直流电动机的选择7 型号：Z41322 来源：西安电机总厂 电机参数：额定功率15KW，额定电流39.3A，额定电枢电压440V，额定转速1510 r/min，最高转速2500 r/min，额定励磁功率635W，电枢回路电阻（20），电枢电感，磁场电感，效率83.4%，转动惯量，质量。（2）整流二极管的选择8 型号：2CZ 60BP 来源: 青岛汇源电子仪表有限公司 参数：工作电流50 A ，反向电压501400 V 计算过程： 确定电压额定值 （41）电网电压= 380V，1.1为波动系数，安全系数，则 取 = 1200V 确定电流额定值 （42）为冲击电流值，如按电动机堵转电流计算，堵转电流一般为，此时取为，安全系数。， A， 取A根据整流二极管的等级，即40A1200V。（3）IGBT模块的选择（模块中包含续流二极管）8 型号：G105N120 型单管IGBT模块 来源：深圳市荣丰小太阳实业有限公司 参数： 表41型 号集射电压(V)集电极电流Ic(A)集射峰值电流Icm(A)耗散功率(W)集射截止电流(mA)饱和压降Vce(V)正向跨导gfs输入电容(pF)下降时间(ns)封装壳号G105N12012001052109000.75-32.824600020HD10 计算过程： 确定电压额定值平波后的直流电压为：V （43）式中，380V为电网电压，1.1为波动系数，由于IGBT输入端与电容并联，起到缓冲波动和干扰的作用，故安全系数较小，取。关断时的峰值电压：V （44）1.15为过电压保护系数；150为有引起的尖峰电压，为安全系数，。令，取。 确定电流额定值 由直流电机参数，负载功率KW 变频器容量，输入功率KVA 由 （45） （46） （47）为电网电压，0.9为电网电压向下波动系数；1.414为的峰值，1.5为过载容量，1.4为减小系数。 A （48） 根据IGBT的等级，实取105A，即105A1000V。（4）滤波电容器与限流电阻的选择9 滤波电容器 参数：耐压V，C = 0.05F = 50mF 计算过程： 1、电容器耐压 耐压 （49）为电网电压，V，1.1为波动系数，为安全系数，。则 耐压V （410） 2、电容值 ， （411）电源周期 （412）IGBT的导通电阻续流二极管的导通电阻或或由于，故可忽略，则 F （413）10 （414） （415）允许转速有10的超调，则则受电力电子耐压的限制，最高泵升电压，电器两端的直流平均电压V。 取 限流电阻参数：计算过程： （416）留两倍裕量， 取（5）制动电阻的选择9 参数： 计算过程： （417）式中，为制动瞬间的反电势，当制动起始转速大于额定转速是，可以认为V；为电枢额定电流；为电枢绕组内阻；为电机过载倍数，一般约为，取。则 留两倍裕量，则选 （6）晶闸管的选择 型号：MTC63 型普通晶闸管 来源：鞍山泰利德电子有限公司 参数：表42型号 （V）（mA）（A）TC（）（A） (A2S103)V/SA/S(mA)MTC6360024001563851107.25001002.5 依据： 晶闸管的额定电压 （418） 式中，为晶闸管实际承受的最大反向电压，取V，为安全裕量。则V 取晶闸管的额定电流 （419）为电机额定电枢电流。（7）断路器QF的选择 型号：DW 10600/3 来源：上海飞龙仪表电器有限公司 参数：额定电流600A，极数23，过电流脱扣器额定电流500A600A，分励脱扣器交流380V直流440V，失压脱扣器交流380V直流440V。 选择依据： 本断路器适用于交流50Hz，电压380V以下的配电线路中。 额定电流600A大于线路额定电流39.5A 短路电流500A/600A大于线路短路电流70A 分励脱扣器交流额定电压380V等于交流电源电压380V 失压脱扣器交流额定电压380V等于线路额定电压380V（8）过流继电器FR的选择型号：JL40C 静态电流继电器参数：表43型号整定范围（A）整定级差（A）额定工作电流（A）额定频率（Hz）长期允许电流（A）短时允许电流（A）额定辅助电压（V）JL40C1099.50.530 50401S内可通过3倍额定工作电流 DC48 选择依据：将过流继电器的动作电流值整定为60 A，当配电线路电流达到电机最大允许过载电流60 A时，继电器动作，切断主回路供电，达到保护作用。（9）扼流线圈的选择2 型号：DLK系列电抗器 来源：上海岚洋自动化系统工程有限公司 参数：30mH，额定电流 50A 选择依据： 平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。通常首先给定最小电流Idmin（以A为单位），再利用它计算所需的总电感量（以mH为单位），减去电枢电感，即得平波电抗应有的电感值。对于三相桥式整流电路 （420）一般取为电动机额定电流的。本设计中，A，取A，V，则 电动机电枢电感则滤波电感，照顾到额定电流值，选的电抗器4.2.2检测回路（1）电压传感器的选择型号：VSM500D型霍尔磁平衡式电压传感器 来源：西安市新敏电子有限公司 参数：表44项目 参数典型值最大值工作电源12V15V额定输入电压500V DC输入电压范围0600V DC最大误差0.5% FS额定输出电流20mA DC失调电流0.02 mA0.05 mA失调温漂 070 -40850.03mA0.05mA0.06mA0.1mA线性度0.2% FS0.4% FS 选择依据：SM500D型电压传感器是利用霍尔效应和磁平衡原理研制成的新一代电压传感器，能在电隔离条件下测量交流、脉冲以及各种不规则波形的电压。（2）电流传感器的选择 型号：CSM050CG型磁平衡式霍尔电流传感器 来源：上海柏捷电气有限公司 参数： 表45 型号 特征测量规格额定输出电源电压CSM050CGPCB安装测量范围0-60A25 mA15V DC 选择依据：CSM050CG电流传感器采用磁平衡霍尔检测原理，适合测量直流、交流和脉冲电流，特别适合电源模块、电焊机、传动系统、电力系统、变频器等领域中的应用。 特性/优势： 磁平衡霍尔检测原理 原边与副边电路高度绝缘 抗干扰能力强 响应速度快、频率范围宽 工作温度范围是-25+70（3 光电式旋转编码器的选择 型号：GDZ100 旋转编码器 来源：徐州正天科技有限公司 参数：每圈分辨率：0100 电源电压： DC 512V ， DC 1230V 消耗电流： 输出形态： NPN负逻辑输出 最好响应频率：10kHz 允许最高机械转速：2000 rpm 启动转矩（20）：310的负3次方Nm 轴允许负载：径向30N 轴向20N4.2.3键盘、显示电路（1）控制继电器的选择 型号： 松下TQ2-5V 继电器来源：深圳市三益电子科技有限公司（2）数码管的选择型号：LC501111型数码管来源：宁波文龙电器有限公司4.2.4电源部分（1）开关电源模块的选择型号：SKDX-025-5D型开关电源来源：保定市四北电子有限公司参数：输入电压 AC： 165V265VPmax=25W DC： 200V380VPmax=25W频率 4763Hz 效率 各路输出电压 V1 V2 V3 V4 V5+5V+15V -15V24V 5V输出电流 2A0.2A 0.2A0.2A 0.2A总稳定度 1.0%5% 5% 5% 5%电压调节范围 5%输出极性 V1，V4,V5独立地 。V2，V3共地。（2）励磁电源模块的选择 型号：LW10J10型直流稳压电源 来源：上海力友电气有限公司 参数：1. 输入电压：AC 220V10% 单相 或 AC 380V10% 三相，50Hz1Hz2. 输出电压及电流：表46型号输出路数额定输出电压（V）电流（A）LW10J10101000103.指示：电压和电流表各一个， 4.使用环境：0-40，相对湿度90%4.3单片机控制软件流程图及说明4.3.1 流程图及算法说明微机数字控制系统的控制规律是靠软件来实现的，所有的硬件也必须由软件实施管理。微机数字控制双闭环直流调速系统的软件有主程序、初始化子程序、中断服务子程序等。1、 主程序11主程序由系统初始化子程序、门极驱动子程序和调转速给定子程序等中断服务子程序组成。主程序框图如图43所示。2、 初始化子程序2初始化子程序完成硬件器件工作方式的设定、系统运行参数和变量的初始化等。初始化子程序框图见图44。3、 中断服务子程序2中断服务子程序完成实时性强的功能，如故障保护、PWM生成、状态检测和数字PI调节等,中断服务子程序由相应的中断源提出申请，CPU实时响应。门极驱动中断服务子程序框图如图45所示。进入门极驱动中断服务子程序后，定时器溢出中断，单片机相应的输出口输出高电平，晶闸管门极被触发，使晶闸管导通，将短接。转速给定改变中断服务子程序框图如图46所示。进入转速给定改变中断服务子程序后，系统先判断是加速申请中断、减速申请中断还是转速反向申请中断，然后再执行相应的任务。减速部分又包含VTb驱动中断服务子程序，用于检测电机减速时，滤波电容C1两端的电压是否达到泵升电压，从而控制VTb的导通。VTb驱动中断服务子程序框图如图47所示。 转速反向中断服务子程序框图如图48 所示。进入转速反向中断服务子程序后，调用PWM波形生成子程序，将T0和T1的计数终值互换，再次调用PWM波形生成子程序，则生成的PWM波正负脉冲的长度互换，使得PWM波在一个周期内正脉冲的长度大于负脉冲，则逆变电路输出的直流平均电压反向，使电机快速反向运转。 MT法数字测速中断服务子程序由捕捉中断服务子程序（如图49所示）和测速时间中断服务子程序（如图410所示）构成。MT法数字测速原理详见4.3.3（1）。转速调节中断服务子程序中进行到“测速允许”时，开放捕捉中断，但只有到旋转编码器脉冲前沿到达时，进入捕捉中断服务子程序，旋转编码器脉冲计数器M1和高频时钟计数器M2才真正开始计数，同时打开测速时间计数器Tc，禁止捕捉中断，使之不再干扰计数器计数。待测速时间计数器达到计数值，发出停止测速信号，再次开放捕捉中断，到旋转编码器脉冲前沿再到达时停止计数。在这一组软件框图中，测速软件仅完成M1和M2计数，转速计算是在转速调节中断服务子程序中完成的2。电流反馈AD转换子程序框图如图411所示。进入电流反馈AD转换子程序后，当定时器 T2 溢出时，启动单片机自带的A/D转换功能，将电流传感器检测到的模拟量转换为数字量。转速调节中断服务子程序框图如图412所示。进入转速调节中断服务子程序后，首先应保护现场，取速度给定和反馈转速检测数据，转换为补码进行速度环运算，完成转速PI调节，再经过输出限幅处理，最后启动转速检测，为下一步调节做准备。在中断返回前应恢复现场，使被中断的上级程序正确可靠的恢复运行12。电流调节中断服务子程序框图如图413，主要完成电流环运算和电流PI调节，输出经过限幅处理，为进入下一个中断子程序做准备12。PWM 波形生成中断服务子程序框图如图414所示。通过和计数器溢出中断交替产生正负脉冲形成 PWM 波，改变和的计数终值，就可以改变PWM 波的占空比。故障保护中断服务子程序框图如图415所示。进入故障保护中断服务子程序后，首先封锁 PWM 输出，再分析、判断故障，最后等待系统复位2。4.3.2 MT法数字测速和数字PI调节器原理2（1）MT法测速 把M法和T法结合起来，既检测时间内旋转编码器输出的脉冲个数，又检测同一时间间隔的高频时钟脉冲个数，用来计算转速，称作MT法测速。设高频时钟脉冲的频率为，则准确的测速时间，电动机每转一圈共产生个脉冲，则电动机转速为 （421）采用MT法测速时，应保证高频时钟脉冲计数器与旋转编码器输出脉冲计数器同时开启与关闭，以减小误差，只有等到编码器输出脉冲前沿到达时，两个计数器才同时允许开始或停止计数。高速时，相当于M法测速，最低速时，=1，自动进入T法测速。因此，MT法测速可在较宽的转速范围内，具有较高的测速精度。 （2）数字PI调节器2 PI调节器是电力拖动自动控制系统中最常用的一种控制器，在微机数字控制系统中，当采样频率足够高时，可以先按模拟系统的设计方法设计调节器，然后再离散化，就可以得到数字控制器的算法，这就是模拟调节器的数字化。 当输入是误差函数、输出函数时，PI调节器的传递函数为 （422）式中，PI调节器比例部分的放大系数 PI调节器的积分时间常数按式（31），PI调节器时域表达式可写成 （423）其中 为比例系数 为积分系数将上式离散化成差分方程，其第拍输出为 （424）式中 为采样周期 数字PI调节器有位置式和增量式两种算法：位置式算法即为式（424）表述的差分方程，算法特点是：比例部分只与当前的偏差有关，而积分部分则是系统过去所有偏差的累积。位置式PI调节器的结构清晰，P和I两部分作用分明，参数调整简单明了，但需要存储的数据较多。 由式（424）可知，PI调节器的第拍输出为 （425）由式（424）减去式（425），可得增量式PI调节器算法： （426）可以看出，增量式算法只需当前和上一拍的偏差即可计算输出的偏差量。PI调节器的输出可由下式求得 （427）只要在计算机中多保存上一拍的输出值即可。其算法子程序框图如图416所示13。4.4基于MATLAB对直流脉宽调速系统开环特性的仿真研究4.4.1仿真框图本设计基于MATLAB对桥式可逆直流脉宽调速系统进行仿真研究，其开环特性仿真框图如图417所示。图417 桥式可逆直流脉宽调速系统开环特性仿真框图用4个IGBT、续流二极管及PWM波发生器构成桥式可逆PWM变换器，控制直流电动机的电枢电压，达到调速目的。4.4.2仿真波形仿真波形如图418所示。图418 开环特性转速和电流的仿真波形4.4.3 仿真分析转速快速上升到某一值后保持恒定，电流快速上升到最大值后又急速下降为一恒定值保持不变。这是由于刚起动时转速很小，故电流比较大，使得电磁转矩远大于负载转矩，转速快速上升。随着转速升高，电流逐渐减小，当电流减小到负载转矩等于电磁转矩时，加速度为0，转速不再上升，电磁转矩与负载转矩相平衡，电流保持恒定，电机进入稳态运行阶段。上述电机起动动态特性，由于是开环控制，电流失控，出现尖峰值，效果不是很好，有待于用闭环进行研究。4.5基于MATLAB对直流脉宽调速系统闭环特性的仿真研究4.5.1仿真框图本设计基于MATLAB对桥式可逆直流脉宽调速系统进行仿真研究，其闭环特性仿真框图如图419所示。图419 桥式可逆直流脉宽调速系统闭环特性仿真框图ASR和ACR分别是转速调节器和电流调节器，采用带积分饱和和输出限幅的PI调节器，其内部结构图分别如图420和图421所示。转速调节器的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了PWM产生器的输出。PWM发生器的内部结构如图422所示，产生两路PWM波控制IGBT的导通，为了防止桥式电路切换时上下桥臂直通短路，在两路PWM波之间设置5的死区时间。图420 转速调节器内部结构图图421 电流调节器内部结构图图422 PWM发生器内部结构图4.5.2调节器的参数整定2（1）已知参数：电机参数：额定功率15KW，额定电流39.3A，额定电枢电压440V，额定转速1510 r/min，最高转速2500 r/min，额定励磁功率635W，电枢回路电阻（20），电枢电感，磁场电感，效率83.4%，转动惯量，质量。（2） 计算参数：飞轮惯量 （参见4.2.1）电枢回路电磁时间常数 （428）电力拖动系统机电时间常数 （429）由，得： （430） （431）取IGBT的触发电压V，则PWM装置的放大系数 （432）（3）电流调节器的参数整定电流和电压给定 电流反馈系数 （433）允许电流过载倍数，电流超调量 确定时间常数PWM变换器的滞后时间常数 （单相桥式电路的平均失控时间）取电流滤波时间常数 取电流环小时间常数之和 （434） 调节器的结构和参数电流调节器的传递函数为： （435）ACR超前时间常数 要求时，应取，因此， （436） （437）则电流调节器为：（4）转速调节器的参数整定转速反馈系数 （438） 确定时间常数电流环等效时间常数1/。由上面已知，已取，则取转速滤波时间常数则转速环小时间常数按近似处理为： （439） 调节器的结构和参数转速调节器的传递函数为： （440） 取“中频宽”，则ASR超前时间常数为 （441）则ASR的比例系数为： （442）则转速调节器为：上述调节器的整定方法是工程上的近似方法，难免有很多误差。在实际仿真中，保持电流调节器的参数不变，转速调节器的PI参数按照原来参数的比例关系做了大幅调整，比例系数和积分系数分别调整为10和120，取得了比较良好的仿真效果。4.5.3仿真结果转速和电动机电枢电流的仿真波形如图423所示。图423 转速和电枢电流的仿真波形4.5.4波形分析由仿真波形可知，此双闭环直流调速系统加上10V的给定电压由静止状态起动时，转速调节器ASR经历不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程可分成三个阶段。 第I阶段是电流上升的阶段。突加给定电压后，电枢电流上升，当后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电流迅速上升。直到，。 电流调节器很快就压制了的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和。第 II 阶段恒流升速阶段。在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流给定下的电流调节系统，基本上保持电流恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。第 阶段转速调节阶段。当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态， 和很快下降。但是，只要仍大于负载电流，转速就继续上升。直到时，转矩，则dn/dt = 0，转速n才到达峰值。此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在一小段时间内，直到稳定，。在这最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使尽快地跟随其给定值 综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点： （1）饱和非线性控制； （2） 转速超调；（3）准时间最优控制。4.5.5 对比分析 在开环系统中，由于不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程，电流失控，出现尖峰值。在转速、电流双闭环控制系统中，由于引入了转速、电流负反馈，既可以控制电流，又可以控制转速，使转速能够快速跟随给定的变化，同时又对电枢电流的最大值进行限制，这对系统的可靠运行来说是十分重要的。5 总结本文在直流调速的基础上，详细分析了双极式控制的桥式可逆直流脉宽调速系统的原理、工作过程和优缺点。分析了直流调速系统的转速、电流双闭环控制，增强了控制性能。本文还介绍了C8051单片机在标准单片机基础上新增加的功能，以及将微处理系统与LED显示连接所必须的一种芯片ICM 7218A。根据所给的电机参数，硬件方面制定出直流脉宽调速系统的主回路方案并对用到的器件进行选型，结合C8051芯片和ICM 7218A芯片设计出全数字控制系统的电路原理图及PCB图。软件方面编制了单片机控制的流程图，在MATLAB环境下对桥式可逆直流脉宽调速系统的开环特性和转速、电流双闭环控制做了仿真研究。通过仿真结果的对比，得出双闭环在快速性和稳定性上具有更良好的控制性能。参考文献1 史国生.交直流调速系统.化学工业出版社，2002，1-32 陈伯时.电力拖动自动控制系统:运动控制系统.北京：机械工业出版社，2003，1-59，97-122，59-83，103 王晓明.电动机的单片机控制.北京：北京航空航天大学出版社，2002，37-71，29-344 张旭辉，罗玉荣，王哲. 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Systems，Man&Cybemetics，1996附录1：翻译部分中文译文快速交直流PWM整流感应发电机系统的高性能控制摘要：本篇主要描述了一种快速的交直流感应发电机整流系统的直流电压调节控制方法，该整流系统中发电机的铜耗可减到最小。通过输入输出线性化的补偿，使得同步参考结构中的等价模型体线性化、解耦，达到高性能的转速矢量控制。稳态分解提供了发电机的操作规则，计算机仿真已证明了不同负载条件以及转速变化下的控制策略的有效性。文章还展示了一些实验结果。索引词：感应发电机，交直流PWM整流器，励磁，输入输出线性化，巴特沃思多项式，磁饱和、绪论越来越多的研究和实际应用已转移到可再生能源系统，例如风能。又由于发电机具有低成本，维护费用少，结构简单牢固，无刷（鼠笼式）等固有的优点，增加了感应电机特别是发电机的使用。感应电机的转差率决定了它是以发电机还是电动机运转，正的转差率说明电机以电动机形式运转，而负的转差率标志着电机工作在发电状态。众所周知，感应电机可以用作自激发电机，也就是说（a）通过定子接线端三个连接电容（b）通过使用反用换流器/整流器系统，发电机能够被励磁1。在使用反用换流器/整流器系统的情况下，直流侧的电容是否作为三相电容取决于反用换流器的开关信号，整流器的单相直流电容给感应电机提供必需的励磁。大量广泛的观察说明，过去超过25年里在自激，电压组合建模，感应电机的稳态分析等不同领域所做的大量工作已经被展示在2。而且，在以前的出版著作中，描述过感应发电机整流系统的矢量控制。该系统用于产生直流而且它的整流器也提供励磁3。该系统特别适用于风能方面的研究应用，因此来研究变化的转子转速的反应控制器。4中也做了感应发电机整流器在方向场控制下的稳定性研究，强调了感应发电机在高速应用时存在可能的不稳定性。本文中采用的控制方法已经详细展示，阐明了在系统的等效模型中，用输入输出线性化的方法将非线性部分从线性部分中分离出来。经测试，在电机负载变化以及转速变化的情况下，提出的控制策略依然可行。电机运转在最低铜耗下5。通过调节转子使用最小损耗功能，可达到损耗最小。稳态分析处理自激发电机在饱和条件下的运行状况6。研究了感应电机输出功率的容量以及在不同负载条件下电机操作时各个参数的作用。本篇分析主要突出了励磁量对系统的励磁需求的作用，该系统以调制信号的大小衡量励磁要求。通过固定磁链，电机励磁需要的调制量能被确定下来。连同饱和作用，研究了系统在最低铜耗下的情况。本篇按以下方式组织：第二和第三部分分别详细地描述了三相快速整流器模块和感应发电机。在第三部分中也提到了组合系统模块。第四部分做了电机的稳态分析。第五部分明确地表述了控制策略，第六部分通过仿真和实验结果证明了提出的控制策略。、三相快速整流器模型在系统中三相快速整流器用于交直流转换。每个整流器由六个活动开关（反并联续流二极管）组成，开关控制采用基于载波控制的三角正弦脉冲宽度调制方式（即PWM方式）。上、下桥臂的三个开关器件的作用分别被定义为和，开关只有在开通时才起作用，当它关断时不起作用。而且，同一桥臂上下两个开关器件不能同时导通。在三相参考坐标系中，根据开关所起的作用，整流器的电压等式可表述为：开关作用经连续傅立叶变换后可近似为一个平均值和一个时变值。在三角正弦PWM方式中，随时间变化的调制信号和三角波做比较生成的信号控制开关通断。根据直流电压和相应的调制指标(Mqs, Mds)，将（13）式转化到同步参考坐标系中，q轴和d轴电压可被表述为：转化到同步参考坐标系下，整流器直流侧的电压等式可以描述为：是整流器负载。 、三相感应发电机模型除电流方向不同外，三相感应发电机的模型方程式和感应电动机一样。系统模型如图1展示。图1 交直流感应发电机整流系统同步参考坐标系中发电机的方程式可以表述为： 是电机转速，是qd坐标中电机电压的角频率， 分别是q，d轴上的转子磁链，分别是q，d轴上的定子电流。就像早期所提出的，这种控制方法考虑将转子磁通和控制（定子）电流设置为控制变量。根据所要求的状态变量感应发电机的模型方程式可以表述为：其中在方程式（8）（12）中的参数按下式定义：、稳态励磁稳态分析是采用感应发电机按（14）（16）所示的复杂模型方程式进行的，在（16）式中考虑了气隙磁通饱和的作用。考虑到电机的饱和效应及最小铜耗的条件，分析主要在于决定发电机励磁所要求的调制指标的大小值。图 2 是一个2马力的感应电机在饱和条件下磁感随磁通量的变化曲线。电压方程式在参考坐标系下的变化角度体现了q轴随磁通链变化的校准。因此，假定d轴的磁通量是零，则d轴的磁感恒定。而q轴上磁感是磁通的函数，可近似由多项式（13）表示。 是转差频率，可定义为。图2 磁感的倒数随磁通量的变化曲线稳态下可导出，（14）（16）中p为零。考虑到电机气隙磁链的磁饱和，分解的目的在于使电机运转时的总铜耗最小。当转子转差的导数为零时，电机的总铜耗（如式17所示）最小。选择合适的电机转差率可以实现这种条件，如式18所示。如图三所示，转差率是磁感的函数。图3 转差率随磁通量的变化曲线为了获得调制指标（M）的大小和磁通量的关系，（16）式中的定子电流根据定子磁通量表达。重新整理（15）式得：将（19）式带入（14）式中得：定子电流用定子磁通表达为：将（20）式带到（21）式，并将（16）式中的定子电流消去，可得等式： 用方程式（22），可以达到在最小铜耗的条件下，通过改变调制指标量的大小产生磁通量变化的效果。当磁链改变时磁感的对应数值能够被计算出来。用磁感的值，可以计算在最低铜损时的转差和对应的调制指标。假定恒定的转子转速，图4展示了变化的负载电阻和变化的磁通量对调制指标M的作用。图4所示，随着负载电阻的增加，调制指标的计算值减小。从图4也可看出，在恒定负载下，两个不同的磁感值可以获得相同的调制指标。图7说明了不同磁感的作用。同样地，图5展示了某个恒定的磁通下转速的变化效果。此时，取磁通量为一个恒定的值0.25Wb。根据等式（22）中的电感，负载电阻和调制指标的平方的乘积组成的表达式 ，给出了在分解中用到的另外一个参数。这个参数可以用来衡量系统以固定的转速和转差率运转时的负载电阻。图6显示了不同的转差率对产生的影响。图4 转差率折算到最小铜耗下，负载电阻变化时，调制指标M的值随磁通链的变化曲线图5 在最小铜耗下，电机负载电阻变化，磁通量为恒值 0.25Wb时，调制指标M的大小随转速的变化曲线。图6 电机转速恒定，转差率变化时，随磁通链的变化曲线在磁通量固定，负载恒定的情况下，转速只与曲线上的一个点对应，每个点都对应确定的电流和磁通量。因此d轴转子的参考磁通能用（18）和（19）式计算。根据最小铜耗下的转差率，算出对应的磁通量如下式所示。对于曲线上的每个点，都有一个直流电压的工作范围。用磁通量表达定子电流如（25）式所示，将（25）式带入（16）式得出一个用磁感和调制指标量表达直流电压的等式（26）。在式（26）中，通过改变调制指标的q轴分量并计算相应的d轴分量，可以得到直流电压的范围。也就是说当时同一个调制指标对应两个不同的磁感磁通链的值。磁通链越高，电压越高，在大多数情况下，这是不可取的也是不可行的。从图7可以看到磁通链对直流电压范围的影响。图7显示了不同的负载电阻下，磁通量较小时直流电压变化的等高线。图7 转速恒定，负载电阻在范围变化时，直流电压随调制指标M的q轴分量的变化曲线、控制方案的公式表述用提出的控制方案，如图8所示，可以达到通过控制调制信号的q轴和d轴分量控制直流电压的目的。控制方案采用转子磁通链和定子电流作为控制变量。感应发电机的模型方程式（8）（12）是非线性的，用输入输出的线性去耦技术可以获得输入控制变量和输出控制变量间的一个控制关系8。用这种方法，古典的线性控制系统理论可以用在决定每个控制器的结构和PI控制器的固定增益参数方面。当被控参数是直流电压和转子磁通量和时，这儿的控制变量是 。从方程式（8）（12）中，控制器的输出可以定义为：将（45）式代入（6）式中得：直流电压控制器的输出可用于计算q轴参考电流。从（1011）式，推导出转差频率和d轴参考定子电流为：通过（8）和（9）式，q轴和d轴的电压分量的控制式可以表达为：定义控制器增益如下，推导出状态变量的传递函数如（33）所示：将PI控制器转移函数的系数与Butterworth多项式9的系数作比较，可以决定PI控制器的持续增益。在这个控制方案中控制器的传递函数是二次的，因此将控制器传递函数的分母系数与二次Butterworth多项式（34）作比较。在Butterworth方法中，传递函数的特征值一律位于s平面的左半部分，并且在一个以原点为中心，为半径的圆周上。图8 感应发电机系统的控制方案、仿真和实验结果我们已经用MATLAB/Simulink，对于针对感应发电机交直流整流系统提出的控制方案实施了仿真。图9中的仿真结果展示了感应发电机的起动过程。从0到0.45秒转速以倾斜的直线上升到240rad/s，一直到2s转速保持在240rad/s。图9的也展示了在系统起动响应过程中q轴和d轴电压分量的变化，电磁转矩的变化，并且直流电压在0.3秒时达到稳态值。图10展示了在负载和转速变化时控制方案的动态响应。当转速恒定系统运行在稳态时，在1s将负载电阻从100变化到25，则转速在2s时从240rad/s变化到200rad/s，又在4s时从200rad/s增加到240rad/s。为了适应负载和转子速度的改变，受控直流电压有效地追踪变化指令，图示为200V。图8所示的控制方案已经用一个40MHz的DSP芯片TMS320 LF2407AEVM实现。这个2马力的感应发电机被用于控制整流器输出的220V的直流电压。实验波形如图11所示。图9 起动过程的仿真结果 从头开始：（a）q轴电压，（b）d轴电压，（c）转速，（d）电磁转矩，（e）直流电压，（f）相电压。图10 负载和转速变化时系统的动态响应 （a）q轴电压，（b）d轴电压，（c）转速，（d）电磁转矩，（e）直流电压，（f）相电压。对应于发电机的初始励磁，电容器的耐压值指示为20V，发电机以1319rmin的速度运转。图11展示了感应发电机以1319 rmin的转速运转时的稳态波形。直流电压稳定在 220 V并跟踪参考电压的变化。线电压恒定在110 V。A相电流是一个3安培的稳态值。（d）显示了对应于顶端设备的调制信号。图11中，线电压有一些高频分量，这是由快速整流器的开关暂态造成的。图11 2马力感应发电机稳态响应波形参考直流电压 = 220，转速 = 1319 rpm，负载电阻 = 80（a）直流电压（137.5 伏/格）；（b）线电压（350伏/格）；（c）A相电流（7.5安/格）；（d）A相调制信号（1.36/格）、结束语本文提供了在电机最小总铜耗的条件下，系统的一种详细分解方法，并经过一步步的推算得到系统的控制方案。此发电机整流器系统已经经过不同负载条件和不同转速的测试。转速改变而直流电压稳定证明了控制器的鲁棒性很好。在仿真和实验结果中也展示了负载变化对系统的影响。用最小铜耗条件下转子磁通的d轴参考分量的计算值，已经说明实现了铜耗最小。分解中也考虑到饱和效应，通过磁感的q轴分量随磁通链变化而改变解决。本文也展示了磁通链变化和不同的负载条件下发电机系统的自然响应。整流器调制指标的大小可以衡量发电机需要的励磁，所以发电机的励磁情况能用调制指标值详细地表示。附 录实验中用的是230V，4极，2马力的三相感应电机，具体参数为：定子电阻 转子电阻 不饱和磁感 定子每相漏电感 转子每相漏电感 直流电容值 C = 7800F英文原文High Performance Control of A Boost AC-DCPWM Rectifier-Induction Generator SystemJyoti Sastry, Olorunfemi Ojo, Zhiqiao WuDepartment of Electrical and Computer Engineering/Center for Energy Systems ResearchLaboratory for Electric Machines and Power ElectronicsTennessee Technological UniversityCookeville, TN 38505, U.S.APhone: (931)-372-3869, Fax: (931)-372-3436, E-mail: AbstractThis paper presents a control methodology for the dc voltage regulation of an induction generator-ac-dc- boost rectifier system in which the copper loss of the generator is minimized. With the aid of an input-output linearization technique, which linearizes and decouples the model equations in the synchronous reference frame, a rotor flux vector control type high performance is achieved. Steady-state analysis provides some insights into the operability regime of the generator. The effectiveness of the control scheme under different load conditions as well as varying rotor speeds has been demonstrated by computer simulations. Some experimental results are included. Index Words: Induction generator, ac-dc PWM rectifier, excitation, input-output linearization, Butterworth polynomials, magnetizing flux saturation.I. INTRODUCTIONGrowing research and real application interests in alternative energy systems such as wind energy has increased the use of the induction machine as a generator because of inherent advantages of such as low cost, reduced maintenance, rugged and simple construction, brush-less rotor (squirrel-cage) and so on.The operation of an induction machine as a motor or generator is determined by the operating slip of the machine.A positive operational slip would indicate the operation of the machine as a motor, and a negative slip would indicate the generating mode of the machine.It is well known that an induction machine can be made to work as a self-excited generator, i.e. the generator can be excited by the (a) connection of three capacitors at the stator terminals of the machine (b) by using an inverter/rectifier system 1. In the case of the inverter/rectifier system, the dc side capacitor appears like three phase capacitors due to the switching signals of the inverter, and the single dc capacitor of the rectifier provides the required excitation for the induction generator. An extensive overview illustrating the vast amount of work done in different areas over the last 25 years such as self-excitation, voltage buildup modeling, steady state analysis of an induction machine has been presented in 2.Also, in previously published work, the vector control of the induction generator rectifier system to produce dc power in which the rectifier also provides the excitation has been reported 3. The system has been studied specifically for applications related to wind energy, thereby studying the controller response for varying rotor speeds. Also the stability of an induction generator-rectifier under field orientation control has been studied in 4, highlighting the possible instability of an ind uction generator used in high-speed applications. The control method adopted in this paper has been laid out in detail, illustrating the inp ut-output linearization method used in separating the linear from the non-linear terms in the system model equations. The proposed control scheme has been tested for its effectiveness by varying load conditions as well as varying the rotor speed of the machine. The mach ine has been operated at a condition of minimum copper loss 5. The condition of minimum loss is achieved by regulating the command rotor flux using a loss minimization function. The steady state analysis deals with the operation of the self-excited generator under conditions of saturation 6. The induction machine has been studied for its output power capability and the effect of the parameters of the machine on the operation of the machine under different load conditions. The analysis in this paper aims at highlighting the effect of the magnetizing flux on the excitation requirements of the system with the magnitude of the modulation signal as a measure of the required excitation. By fixing the magnetizing flux linkage the required modulation index for excitation of the machine can be determined. Along with the effect of saturation, the system has been studied under a condition of minimum copper loss. The organization of this paper is as follows; Sectio ns II and III detail the models of the three-phase boost rectifier and induction generator respectively. The model of the combined system has also been included in section III. Section IV deals with the steady state analysis of the machine. Section V gives the formulation of the control scheme, and Section VI validates the proposed control scheme using simulatio n and experimental results. II. MODEL OF THREE-PHASE BOOST RECTIFIERThe three-phase boost rectifier is used as the ac-dc converter in the system. Each rectifier comprises of six active switches (with their anti-parallel diodes) that are switched using carrier-based sine-triangle pulse width modulation (PWM). The switching functions of the three top and three bottom devices are defined as and and respectively. The switching function has a value of one when the switch is turned on and it is zero when it is turned off. Also, the switching function of the bottom device is complimentary to that of the top device. The voltage equations for the rectifier in the abc reference frame can be expressed in terms of the switching functions as:The switching function can be Fourier- series approximated as in (3b) comprising of an average value and a time-varying component. The time varying component is the modulation signal, which compared with the triangle in the sine-triangle PWM scheme generates the switching function. Transforming (1-3) to the synchronous reference frame, the q and d-axis voltages can be expressed in terms of the dc voltage and the corresponding component of the modulation index (Mqs, Mds ) as,The voltage equation on the dc side of the rectifier after synchronous reference frame transformation is given byThe load of the rectifier is .、MODEL OF THREE-PHASE INDUCTION GENETRATORThe model equations for a three-phase induction generator are the same as for an induction motor, except for the direction of the current flow. The system model is shown in Figure 1.Fig 1. Induction generator-ac-dc rectifier systemThe equations for the generator expressed in the synchronous reference frame are 7:The rotor speed is , the angular frequency of the qd0 motor voltages is and the q-d rotor flux linkages are and . The stator q and d axis currents are and ,respectively.As mentioned earlier, the control scheme under consideration deals with the rotor fluxes and stator currents as control variables. The model equations for the induction generator can be expressed in terms of the desired state variables as:WhereThe parameters and used in equations (8)-(12) are defined as:、STEADY STATE EXCITATIONThe steady state analysis is carried out using the complex form model equations of an induction generator (14)-(16). The effect of magnetic air-gap flux linkage saturation is taken into account 6. The analysis aims at determining the value of the magnitude of the modulation index required for the excitation of the generator, taking into account the effect of saturation and a condition of minimum total copper loss in the machine. Under saturated conditions, the magnetizing inductance varies with the magnetizing flux as shown in Figure 2 for a 2 hp induction machine. The reference frame transformation angle of the voltage equations assumes the alignment of the q-axis with the magnetizing flux linkage. Hence, the d-axis magnetizing flux is assumed to be zero, and the d-axis magnetizing inductance is constant. However the q-axis magnetizing inductance is a function of the magnetizing flux, which is approximated by a polynomial given in (13). where is the slip frequency defined as .During steady-state, the derivatives, p in (14-16) are zero. Alo ng with accounting for magnetic saturation of the air-gapflux linkage in the machine, the analysis aims at the operation of the machine at minimum total copper loss. The total copper loss (17) in the machine is minimum, when its derivative with the rotor slip is zero. This condition is achieved by appropriate selection of the operating slip of the machine, given by equation (18). The slip is plotted as a function of the magnetizing inductance in Figure 3.Fig 2. Variation of the reciprocal of the magnetizing inductance with the magnetizing fluxFig 3. Variation of the slip with the magnetizing flux.To obtain a relationship between the magnitude of the modulation index (M) and the magnetizing flux, the stator currents in equation (16) are expressed in terms of the stator fluxes. Rearranging equation (15)Substituting equation (19) in (14)The stator currents can be expressed in terms of the stator fluxes as:Sub stituting (20 ) in (21) and eliminating the stator currents in (16), Using equation (22) the effect of the changing magnetizing flux on the magnitude of the modulation index is obtained under a condition of minimum copper loss. The magnetizing flux linkage is varied and the corresponding values of magnetizing inductances are calculated. Using the values of the magnetizing inductances, the slip and the corresponding modulation index is calculated for minimum total copper loss condition. Figure 4 shows the effect of changing load resistance and changing magnetizing flux linkage on M assuming a constant rotor speed s can be seen from Figure 4, an increase . As can be seen from Figure 4, an increase in the load resistance decreases the values of the modulation index calculated. Also from Figure 4, at a constant load, the same value of modulation index is obtained for two different values of magnetizing inductance. The effect of the different magnetizing inductances is illustrated in Figure 7.Similarly, the effect of change in rotor speed for a constant magnetizing flux is illustrated in Figure 5. In this case, the magnetizing flux is chosen to have a constant value of 0. 25 Wb.Expressing the product of the load resistance and the square of the modulation index in terms of the magnetizing inductance using equation (22), gives another parameter that can be used in the analysis. The parameter can be used as a measure of the load resistance that the system can be operated with for a fixed value of rotor speed and slip.The effect of the different operating slips on R0 is shown in Figure 6.Fig 4. Variation of the magnitude of the modulation index M withthe magnetizing flute linkage for varying load (RL=35-65)resistances, and slip calculated under minimum loss.Fig 5. Variation of the magnitude of the modulation index M with rotor speed for a constant value of magnetizing flute 0.25 Wb, for varying load resistances (RL =35-65) under minimum loss.Fig 6. Variation of Ro with the magnetizing flux linkage for varyingslips at a constant rotor speed =200 rad/sec. Fixing the magnetizing flux, at a constant load and rotor speed identifies with a single point on the M vs curve. Each point corresponds to a certain current and flux. Therefore the d-axis rotor reference flux can be calculated using equations (18) and (19). The flux is calculated corresponding to the operating slip at minimum loss.Also for every point on the M vs curve, there is a range of dc voltages for that particular operating point. Expressing the stator currents in terms of the magnetizing flux (25) and substituting in equation (16) results in an equation for the dc voltage in terms of the magnetizing inductance and modulation index (26). The range of do voltages is obtained by varying the q-axis component of the modulation index and calculating the corresponding d-axis component, in equation (26).For the same value of the modulation index there are two values of magnetizing inductance/magnetizing flux linkage.The higher magnetizing flux linkage yields a higher voltage,which in most applications is not acceptable and infeasible.The effect of the magnetizing flux linkage on the range of dc voltages can be seen in Figure 7. The dc voltage contours are plotted for the lower value of the magnetizing flux, for plotted for the lower value of the magnetizing flux, for different load resistances. Fig 7. Variation of the dc voltage with the q-axis component of themagnitude of the modulation index at a constant rotor speed for arange of loads (RL=35-65). FORMULATION OF CONTROL SCHEME The control of the dc voltage is achieved by command of the q and d-axis modulation signals using the proposed control scheme, Figure 8. The control scheme is formulated using the rotor flux linkages and stator currents as the control variables. As the model equations of an induction generator (8) (12) are non-linear, the technique of input-output hnearization with decouphng is applied to obtain a linear relationship between the input control variables and the output-controlled variables 8. By applying this method,classical linear control system theory can be used in determining the structure of each controller as well as the constant gain parameters of the PI controllers. The control variables here are Mns, Mds while the controlled variables are dc voltage Vdc and the rotor flux linkage and .From equations (8)(12), the outputs of the controller can be defined as:Substituting (4-5) into 6 gives:The output of the dc voltage controller is used to calculate the reference q-axis current.From (10-11), the slip frequency and the reference stator d-axis current are derived as:The command q and d axis voltages from (8) and (9) are expressed as:Defining the controller gains as below, the transfer functions of the state variables are derived as (33),The constant gains of the PI controllers (Kqs, Kds, Kqr, Kdr,Kdc) are determined by comparing the coefficients of the transfer function of the controllers with coefficients of the Butterworth polynomial 9.The transfer functions of the controllers in this control scheme are of second order; thereby the coefficients of the denominator of the transfer function are compared with the second order Butterworth polynomial (34). The Butter-worth method locates the eigen-values of the transfer function uniformly in the left half of the s-plane, on a circle of radius ，with its center at the origin.Fig 8. Control Scheme for the induction generator system. SIMULATION AND EXPERIMENTAL RESULTS The simulation of the induction generator-ac/dc rectifier system for the proposed control scheme has been implemented using the MATLAB/Simulink. The simulation results in Figure 9 show the starting process of the induction generator. The rotor ramps up to 240 rad/s from 0 to 0.45 seconds and is maintained at 240 rad/sec till 2 seconds. The starting response of the system (Figure 9) shows the the q and d-axis voltages as well as the electromagnetic torque and the do voltage reaching steady state values at 0.3 seconds. The dynamic responses of the control scheme to changes in load and the rotor speed are shown in Figure 10. When the rotor speed is constant and the system is running at the steady state, the load resistance is changed from 100 S2 to 25 at 1 s. The rotor speed is changed from 240 rad/s