（信号与信息处理专业论文）一种低相噪毫米波频率合成器的研制.pdf

摘要 摘要 频率合成器是现代电子系统的重要组成部分，是决定电子通讯系统性能的关 键部件。随着现代通信技术的发展，系统对频率合成器的精度、频率分辨率、转 换时间和频谱纯度等指标提出了越来越高的要求。毫米波由于具有波长较短、频 带较宽以及与大气相互作用等特性，已广泛应用于制导、电子对抗、微波通信等 领域。本课题即是为了研制低相位噪声毫米波波段频率合成器。 频率合成技术关注的是如何得到纯净的频率源，本文首先介绍了频率合成器 的主要结构，包括间接频率合成( 即锁相环合成技术) 、直接数字合成( d i r e c t d i 西t a ls y n t h e s i s ，d d s ) 以及混合式结构。从相位噪声和杂散的角度分析了这些频 率合成方案的优缺点。 论文针对频率合成器的主要部件，如锁相环( p h a s el o c k e dl o o p ，p l l ) 、混 频器、分频器和倍频器，推导出相位噪声模型并分析了这些器件产生杂散的主要 原因。然后结合以上的分析，给出了频率综合系统设计的流程，为频率合成器系 统级设计奠定基础。在以上分析的基础之上，根据项目要求，提出了采用锁相环 加混频结构实现微波低相位噪声频率合成器的设计方案。 实验结果表明，频率合成器的指标达到了设计要求。频率合成器频率步进为 1 0 m h z ，相位噪声达到8 5 d b c h z l k h z ，相关杂散优于6 0 d b c 。 关键字：频率合成，相位噪声，杂散 a b s t r a c t f r e q u e n c ys y n t h e s i z e ri so n eo ft h ec o r et e c h n o l o g i e si nc o m m u n i c a t i o na n d e l e c t r o n i cs y s t e m w i t ht h ed e v e l o p m e n to fm o d e r nc o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g y , f r e q u e n c ys y n t h e s i z e r sa r er e q u i r e dt oh a v ew i d e rb a n d ，h i g h e rr e s o l u t i o n ，f a s t e r f r e q u e n c ys w i t c h i n gs p e e da n dl o w e rs p u r i o u s l e v e l m i c r o w a v e ，d u et oi t s c h a r a c t e r i s t i c s ，i sm o r ea n dm o r ea p p l i e di nr a d a rs y s t e m ，g u i d a n c e , e l e c t r o n i c c o u n t e r m e a s u r e ，c o m m u n i c a t i o ns y s t e ma n dr e m o t es e n s i n g t h ep u r p o s eo ft h i st a s k i st od e v e l o pam i l l i m e t e rw a v ef r e q u e n c y s y n t h e s i z e rw i t hl o wp h a s en o i s e ，f i n es t e p a n dl o ws p u r sl e v e l f r e q u e n c ys y n t h e s i sm a i n l yc o n c e l q l sa b o u tt h eg e n e r a t i o no fc l e a ns i g n a l s 。i nt h e f i r s tp a r to ft h i st h e s i sw ei n t r o d u c et h em a i na r c h i t e c t u r e su s e di nf r e q u e n c y s y n t h e s i s ， s u c ha si n - d i r e c tf r e q u e n c ys y n t h e s i s ( p h a s e l o c k e dl o o p ，p l l ) ，d i r e c td i g i t a ls y n t h e s i s ( d d s ) ，a n dt h ed d s + p l ls y n t h e s i s w e a n a l y z et h em a i n a d v a n t a g e s a n d d i s a d v a n t a g e so ft h e s ea r c h i t e c t u r e s ，w h i c hm a i n l yf o c u so nt h ep h a s en o i s ea n ds p u r s t h e nw ec r e a t et h ep h a s en o i s em o d e la n da n a l y z et h es p u r so f t h em a i ne l e m e n t s u s e di nf r e q u e n c ys y n t h e s i z e r , s u c ha sp l l ，m i x e r , f r e q u e n c y m u l t i p l i e ra n df r e q u e n c y d i v i d e r , e t c a f t e rt h a tw eg i v et h ep r o c e d u r eo ft h es y s t e m 1 e v e ld e s i g no ff r e q u e n c y s y n t h e s i z e r a f t e rt h es y s t e m l e v e la n a l y s i so ff r e q u e n c y s y n t h e s i sa n dt h er e q u i r e m e n t so ft h e p r o j e c t , w ep r o p o s et h es c h e m a t i co ft h i sl o wp h a s en o i s e ，f i n ef r e q u e n c ys t e p ，a n d w i d e - b a n dm i c r o w a v ef r e q u e n c y s y n t h e s i z e r , b a s e do np l la n dm i x e rm e t h o d t h et e s tr e s u l t so ft h ep r o j e c tp r o v e dt h ef e a s i b i l i t ya n dv a l i d i t yo ft h em e t h o d t h ef r e q u e n c ys t e po ft h ef r e q u e n c ys y n t h e s i z e ri s 10m h z t h eo u t p u tp h a s en o i s ei s - 8 5 d b c h z l k h z a n dt h es p u r sl e v e li sb e l o w 6 0 d b c k e yw o r d s ：f r e q u e n c ys y n t h e s i s ，p h a s en o i s e , p l u r s i i 图目录 图1 1 图2 1 图2 2 图2 3 图2 4 图2 5 图2 6 图3 1 图3 2 图3 5 图3 6 图3 7 图3 8 图3 9 图3 1 0 图3 1 1 图4 1 图4 2 图4 3 图4 4 图4 5 图4 6 图4 7 图目录 锁相环的基本组成框图2 单环数字锁相环的相位噪声模型1 0 除v c o 、环路滤波器以外的相嗓传递函数1 2 v c o 相噪传递函数1 2 最佳环路带宽的选定1 4 环路滤波器1 4 含内差混频的锁相结构1 5 频综器系统示意框图初稿2 6 晶振的相位噪声测量结果2 6 m = l 时的杂散分析2 9 第一级混频的中频信号和交调杂散仿真结果3 0 第二级混频的中频信号和交调杂散仿真结果3 0 第三级混频的中频信号和交调杂散仿真结果3 l 频综器系统示意框图终稿3 1 第二级混频上半段中频信号和交调杂散仿真结果3 2 第二级混频上半段中频信号和交调杂散仿真结果3 2 a d i s i m p l l 仿真c 波段跳频源相位噪声结果3 8 a d i s i m p l l 仿真c 波段跳频源转换时间的结果3 8 a d i s i m p l l 仿真c 波段跳频源环路滤波器参数的结果3 8 h i t t i t e 公司网站环路滤波器参数仿真结果4 0 a d s 仿真相位噪声的原理图4 l a d s 中器件相位噪声的设置方法4 1 各器件相位噪声对v c o 输出信号相位噪声的贡献4 2 v 电子科技大学硕士学位论文 图4 。8 图4 9 图4 1 0 图4 1 1 图4 1 2 图5 1 图5 2 图5 3 图5 4 图5 5 图5 6 图5 7 图5 8 图5 9 x 波段锁相本振源的相位噪声测试结果4 2 6 0 0 m h z 参考信号相位噪声测试结果4 3 五倍频电路原理图4 4 微带滤波器的a d s 仿真原理图4 4 微带滤波器的l a y o u t 图4 5 x 波段本振信号的相位噪声测量结果。4 6 c 波段跳频源输出信号的相位噪声测试结果4 7 6 0 0 m h z 信号的相位噪声测量结果4 7 x 波段本振信号的杂散测量结果4 8 c 波段跳频源杂散测量结果( s p a n = 3 0 m h z ) 4 9 c 波段跳频源杂散测量结果( s p a n = 2 g h z ) 一4 9 6 0 0 m 信号杂散测量结果( s p a n = 3 0 m h z ) 5 0 c 波段频率源锁定时间测量结果5 0 c 波段跳频源的功率测试结果5 l v i 表目录 表2 1 表3 1 表3 2 表4 1 表4 2 表5 1 表目录 锁相环各部件相噪传递函数。11 毫米波频率源指标2 4 a d 9 9 5 8 的输出信号相位噪声水平指标2 6 a d 9 9 5 8 的部分性能指标3 5 a d 4 15 6 的分数杂散与m o d 值的关系3 6 毫米波频率源信号的杂散测试结果4 8 v i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：鳖蛩日期：2 。? 年5 月浒日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：坠哥导师签名： 身孑多 日期：2 0 0 8 年箩月2 争日 第一章绪论 1 1 频率合成技术概述 第一章绪论 在毫米波系统中，毫米波信号源是一个重要组成部分，它的技术指标在很大 程度上决定了系统的性能，甚至可以说，这些毫米波系统的发展和成功应用在很 大程度上都可以归结于毫米波源的可实现性。通常，信号源的频率稳定度对毫米 波系统的稳定性有着较大的影响，信号源的相位噪声特性对毫米波接收机的灵敏 度、通信系统的误码率、雷达系统的分辨率等性能具有较大的决定作用。为了要 充分实现毫米波由于上述特点带来的优点，就要求信号源具有高稳定度、低相位 噪声等特性。 基于锁相环理论的频率合成技术【4 1 【5 】【6 】应用已有几十年，并且理论上已经成 熟，将其应用在毫米波频段，主要是随着毫米波技术的发展而得到发展的。国外， 从上世纪七十年代初期已开始了毫米波锁相频率合成源的研究。到目前为止，研 究成果已较为成熟，已出现了商品化的毫米波频率综合源。国内，毫米波锁相系 统研究始于上世纪八十年代中期，特别是九十年代以后开始增多。但主要由于器 件水平落后的原因，对毫米波锁相频率合成源的研究与国外仍有一定的差距，主 要表现在系统的综合性能上，诸如信号源的体积、功耗等。目前的毫米波频率合 成采用稳频技术和低噪声技术，能得到较好的长期频率稳定度和短期频率稳定度。 所采用的主要电路方案有：毫米波腔稳v c o ，输出信号经过混频后中频直接锁相， 得到所需要的毫米波信号【7 】【8 】；d r o + 倍频方式的毫米波信号源【9 】【l o 】；脉冲取样 锁相的毫米波信号源【l l 】 1 2 1 ；锁相+ 倍频方式的毫米波信号源【1 3 】【1 4 】：锁相+ 混频式 毫米波信号源【7 】；多环式毫米波信号源【1 5 】【1 6 】。 直接式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频率合 成器原理简单，易于实现。直接式频率合成器是由一个高稳定、高纯度的晶体参考 频率源，通过倍频器、分频器、混频器，对频率进行加、减、乘、除运算，得到各种 所需频率。 锁相式( p l l ) 频率合成器也称为间接式合成器。它是利用一个或几个参考频率 源，通过混频和分频等手段产生大量的谐波或组合频率，把压控振荡器的频率锁 电子科技大学硕士学位论文 定在某一谐波或组合频率上，由压控振荡器间接产生所需要的频率输出。 直接数字式( d d s ) 频率合成技术是根据周期信号的波形特点( 一个周期内不同 的相位处对应不同的电压幅度) 、n y q u i s t 取样定律及数字计算技术，把一系列事先 对模拟周期信号抽样得到的数字信号存于存储器中，再通过数模转换成模拟信号， 在时域中来实现频率合成【l 7 1 。因此，它又被称为波形合成技术。 对直接式频率合成方法，由于输出的谐波、噪声及寄生频率均难以抑制而较 少采用；广泛采用的直接数字式频率合成方法，却面临输出频率上限的难以提高 和寄生输出的难以抑制两个难题。因此，对于微波、毫米波频率合成器主要还是 采用锁相式方法，并基于专用集成芯片来设计。 锁相频率合成器基于锁相环( p l l ) 进行工作，其基本组成如图1 - l 所示。 图1 1 锁相环的基本组成框图 其中p d 表示鉴相器，l f 表示环路滤波器，v c o 表示压控振荡器。 当环路处于锁定状态的时候，有：z = 以，即厂= 丘。所以，输出的频 率是参考频率的n 倍：f o = 宰f ，并和参考频率严格的同步。因此，通过频率选 择开关改变分频比n ，可使压控振荡器的输出信号频率被控制在不同的频率点上， 其间隔即频率分辨率为，：。这便是锁相频率合成器的基本工作原理。 图1 1 所示也称为单环频率合成器。其最大的优点是由于环路低通滤波器 的作用而降低了杂散电平，并且它的结构简单、体积小巧。但其频率切换时间相对 较长，跟环路带宽几乎成反比关系，以致难于同时满足合成器在频带宽度、频率分辨 率和频率转换时间等多方面的性能要求。因此，实际常采用多环频率合成器、双模 分频频率合成器或小数分频频率合成器等方法来解决这些矛盾。 1 2 课题简介及论文的主要工作 本课题来源于某研究所的横向项目“毫米波频综器”，由电子科技大学通信与 信息工程学院无线通信射频实验室( 以下简称“射频教研室”) 与成都某研究所( 以 2 第一章绪论 下简称“合作研究所 ) 合作共同完成。其中，射频教研室承担了课题的频综部分， 笔者参与了具体的硬件实现工作。 本文简要介绍了目前所采用的几种主要频率合成技术及其各自特点；从系统 级设计的角度介绍了频率合成器设计的流程；系统的分析了锁相环的特性，并对 锁相环进行仿真；完成了5 0 0 m h z 宽带、1 0 m h z 频率步进的低杂散低相位噪声毫 米波频率合成器硬件设计、调试及结果分析。 电子科技大学硕士学位论文 第二章频综的性能分析以及关键部件特性 2 1 频综的性能分析以及关键部件特性 众所周知，噪声性能一直是衡量通信、雷达等电子系统的重要指标，频综也 不例外。但是不同的系统和器件对噪声的分析都有其自身的衡量标准。如电子系 统的中频采样部分，通常用时钟抖动来衡量采样时钟的好坏；系统的射频部分， 如本振信号则多用频域表征一相位噪声和杂散来衡量。本节针对相位噪声杂散以 及时钟抖动作的分析，对频综的设计具有指导意义。 2 1 1 单音信号中的相位噪声杂散理论 在电子通信系统中，最基本的信号为正弦( 余弦) 信号。典型的理想单频正 弦信号的数学表征如下： 矿( f ) = s i n ( 2 n v o t + o o ) = s i n ( 矽( f ) ) ( 1 1 ) 实际电子通信系统，y ( f ) 通常被称为载波信号其决定了系统实际工作的频 段y ( f ) 三个参量( v o ，v o ，o o ) ，几乎所有的通信都是将基带( 信息) 信号调制 在矿( f ) ( 通过三个参量进行调制) 上而完成的。实际载波信号为： y ( f ) = v o ( 1 + a ( t ) s i n 2 n v o t + f p ( t ) ( 1 2 ) 口( t ) 为寄生调幅，加限幅器( 或调谐放大器) 即可除掉，对通信影响不大。够( f ) 代表寄生调相，很难去除，是影响正弦信号的频谱纯度的主要因素。在不考虑口( f ) 时，实际信号可表示为： v ( t ) = v oc o s 2 z r v o t + 伊( f ) j( 1 _ 3 ) 此时信号的频谱将在主谱( v 0 ) 处两边出现边带噪声，对系统的影响很大。如 矿( f ) 作为通信或是雷达系统中接收本振，则该边带噪声将直接影响接收机的输出 信噪比，最终影响整个系统的性能【2 3 】【2 4 1 。下面将从理论上详细分析c p ( t ) 对信号频 谱的影响。一般情况下，寄生调相可表示为： 4 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 f o ( t ) = f o ( t ) + f o r e l ( t ) c o s ( w 1 f ) + 2 ( t ) c o s ( w m 2 f ) + 。( f ) c o s ( 。t ) ( 1 - 4 ) 上式中，c p ( t ) 为随机相位噪声，r p m ，( t ) c o s ( w ，t ) 为周期性的杂散干扰 ( i = 1 ，2 ，3 。) 。 2 1 。1 1 相位噪声分析 设缈( f ) 仅为平稳随机噪声，即f o ( t ) = f o o ( t ) 1 ，将式( 1 3 ) 展开得： 矿( f ) v oc o s ( 2 z v o t ) 一v o w ( t ) c o s ( 2 z v o t )( 1 5 ) 式( 1 5 ) 右边第一项是原理想载波信号，第二项为由相位噪声形成的噪声电压 信号。信号的频谱即为载波信号频谱叠加噪声电压信号的频谱。令噪声电压信号 ( f ) = v o 口o ( t ) c o s ( 2 u v o t ) ，则根据自相关函数与功率谱密度互为f t 变换的关系， 容易得到v 。( f ) 的双边功率谱密度鼠( w ) ：与( p a t ) 的双边功率谱密度( w ) ：之间的 关系： 鼠( 计：冬 & ( w + 风) ：+ & ( w 一风) ： ( 1 - 6 ) 其中，e = 瑶2 ，为信号的平均功率；g o = 2 z v o 。取瓯( w ) ：与原理想载波的 平均功率的比值，便可得到噪声电压的相对双边功率谱密度厶( w ) ： k ( 川= 半= 批( w + 从+ & ( w 一砒 ( 1 - 7 ) 从式( 1 7 ) 可以看出，丘( 们实际就是将噪声调制到载波频率上，大小并没 有变化，即： & ( w ) ：= & ( w ) ：= 寺& ( w ) ( 1 - 8 ) & ( 们为噪声的单边功率谱密度。对于载波频率在射频段的信号，常用付 氏频偏厂来表示在频率附近噪声的相对功率谱密度& ( w 。) ：，如式( 1 - 9 ) ， ( 1 - 1 0 ) ： 厂：警：笔( 1 - 9 ) 。 2 石2 万 t ( 厂) = 寺& ( 厂) ( 1 1 0 ) 将式( 1 1 0 ) 转为对数形式得： t ( 似招) = & ( 厂) ( 捆) 一3 d b ( 1 - 11 ) 5 电子科技大学硕士学位论文 从上式可以看出，当噪声为白噪声时，& ( w ) 为固定值，则t ( 厂) ( 抬) 也为固 定值；当噪声为色噪声时，l a f ) ( a b ) 将是随频率的不同而不同【4 】【2 5 1 。 2 1 1 2 杂散分析 以单频正弦波干扰为例，多频时可类推，令妒( f ) = e o s ( w m t ) 1 ，则式( 1 - 3 ) 变为： 矿( f ) r oc o s ( g o t ) 一r os i n ( , u o t ) a , c o s ( w j ) ：v o e o s ( “f ) 一警 s i n ( 脓+ ) 妇+ s i n ( 觞一弘 2 上式等号右边第一项为有用正弦信号，后面二项为无用( 杂散) 信号对载波 上、下边带的调相干扰。需要指出的是：杂散干扰不同于随机相位噪声，它是确 定大小、位置的。故通常用平均功率来表征。式( 1 - 1 3 ) q b ，在厂= t o w m 处，信 号的平均功率为：丢( 警) 2 ，总的相对功孰 w ) = 芋= 圭x 2 ( 1 1 3 ) 厶( 厂) = 寻= i ( 1 1 3 ) f z 如果载波信号同时受多个寄生频率调制，每个寄生频率造成的杂散的相对功 率都满足式( 2 1 3 ) 【4 】【2 5 1 。 2 1 2 时钟抖动 随着更高分辨力数据转换器( a d c ，d a c ) 的出现，系统设计师必须对频综输出 的低孔径抖动时钟电路做出有助于提高系统性能、降低成本的折衷抉择。知道了 时钟噪声的带宽和频谱形状，可以分析其对采样过程的影响。如果对数据转换器 时钟的相位噪声和孔径抖动要求不够高，时钟抖动造成的系统输出信噪比将严重 恶化。相反，要求太高而又没有达到最佳的系统性能，则是浪费成本。因此要在 时钟抖动、相位噪声，频综的成本和转换器性能方面来折衷设计合理的时钟。 2 1 2 1 孑l 径抖动噪声效应 中频采样中，孔径抖动是编码过程中相邻采样值之间时间间隔的不确定性，通 常用均方根( r m s ) 的形式给出。其有三个寄生效应：增加系统噪声，采样信号的 相位的不确定性，以及码问串扰。孔径抖动对采样信号相位的不确定性和码间串 6 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 扰的贡献是比较小的，如，中频为2 5 0 m h z 的采样系统，采样时钟孔径抖动取l p s r m s 所引起的相位不确定度为o 0 9 。r m s ( r o o tm e a ns q u a r e 均方根) ，已经满足g s m 系统的要求。实际上，采样时钟的孔径抖动可看作理想的时钟信号叠加白噪声， 抖动的增加结果就是提升信号的噪声电平，即信号的相位噪声恶化。采样过程就 是输入信号与采样时钟相乘，与混频过程中输入信号与本振信号相乘类似。采样 时钟与本振信号的纯度都很重要。时域相乘即频域相卷，这样由采样时钟的孔径 抖动带来的宽带噪声会带到采样信号上面，再通过频域的周期化又使噪声电平叠 加，进而恶化a d c 系统的噪底。当a d c 系统的热噪声和差分非线性即量化噪声 不考虑时，a d c 系统的s n r 为： s n r = 一2 0 l o g ( 2 n f f 疗脚) ( 1 - 1 4 ) 厶为被采样信号频率，f 腑为孔径抖动的r m s 值。当考虑了系统的热噪声和 差分非线性时： 册= - 1 0 l o g k 无) 2 + ( 等) 2 + ( 涉) 2 m 占为平均d n l ( 差分非线性) ，为量化位数，出为最小量化间隔下的热噪 声，s 一般取0 4 l s b ，即0 4 v 2 ，1 ，为信号幅度【2 6 】。 2 1 2 2 抖动对被采样信号频率的约束 实际上，孔径抖动对输出信号的影响与被采样信号的转换速率( s l e wr a t e ) 有关 系，信号的转换速率是指单位时间内信号幅度的变化量，即对信号进行时域求导 就是其转换速率。设正弦信号v ( t ) = a s i n ( 2 n f t ) ，则其最大转换速率s r m 。在过零点： 艘一一d v 川( t ) 御= z j r a f ( 1 1 6 ) 如果知道了采样时钟的孔径抖动彳，栅和被采样信号的最大转换速率艘m 。， 则采样后信号的幅度误差为：。= s r 。戤r 腑，故转换速率越大，幅度误差也 越大。再考虑到a d c 量化误差的影响，孔径抖动引起的幅度误差不能超过最小 量化电平的一半，当输入被采样信号幅度不变，a d c 量化位数为b 时，其频率 越高，转换速率越高，幅度误差也越大，故存在最大频率厶找以满足幅度误差小 于最小量化电平的一半 2 6 】【2 7 】： 厶。2 旁 ( 1 - 1 7 ) 7 电子科技大学硕士学位论文 以上推导是基于信号的最大转换速率得到的，实际上只要信号的幅度在a d c 的动态范围内，其与幅度是没有关系的。理论上幅度增大a 倍，信号转换速增大 a 倍，幅度误差也增大a 倍，但是最小量化电平也增大a 倍，即信号的最大输入 频率不变。如：对于一个孔径抖动为4 n s 的8 b i ta d c ，输入信号最大频率为： 31 0 8 k h z 。 综上，a d c 的性能受被采样信号频率，采样信号频率，时钟抖动和量化位数 的影响。实际上，对于低频信号的采样，由于其转换速率很低，时钟抖动引起的 噪声较小，a d c 的性能主要取决于采样时钟的频率和量化位数。对于中频采样， 由于其转换速率较高，时钟抖动引起的噪声会超过量化噪声，一般量化位数超过 一定值，量化误差基本可以忽略。 此外，关于转换速率的问题，以上分析的都是被采样信号的转换速率，实际 中，转换速率存在于很多器件自身或是外部的指标要求中。如：各类芯片的输入 参考时钟，其都有转换速率的要求。在p l l 芯片a d 4 1 0 6 中，对输入参考时钟有 如下要求：f o rf 5 0v p s 。由于很多芯片内部为数字电路， 其存在高低电平的转换，参考信号从低变到高或是从高变到低的过渡时间应该越 小越好，但是当信号幅度不变，频率较低时，转换速率也低，进而使电平的过渡 时间拉长，芯片不能正常工作。因此转换速率必须有下限，即过渡时间有上限。 又如：运算放大器因为转换速率的问题使其输入频率存在最大值，超过最大值， 输出将会失真。 2 1 2 - 3 孔径抖动的测量 时钟抖动的测量可以利用a d c 输出信噪比随输入频率的变化而变化的特性来 测量，即取被采样信号为低频和高频时，利用f f ，i l 计算对应的s n r ( 谐波和杂散除 外) ，再利用公式( 1 - 1 5 ) 便可得到f 腑r m s 。前提：首先利用f f t 计算s n r 是谐波 和高阶杂散不能算在噪声功率中，因为式( 1 1 4 ) ，( 1 1 5 ) 并没有考虑这些因素；其次， a d c 的热噪声可以归并入量化噪声中，这样可以减小未知数以方便求出抖动值， 则公式( 1 1 5 ) 退化为： 册= - 1 0 l 。g 旧厶) 2 + ( 害1 ( 1 - 1 8 ) 。 占为平均d n l ( 差分非线性) 和热噪声效应的度量。被采样信号频率较低时，得 到s n r l ，时钟抖动引起的噪声可以忽略，可得到： 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 - s n g 量 g = 2 x l o2 0 - 1 ( 1 1 9 ) 把被采样信号频率提高到a d c 的3 d b 带宽附近得到s n r h ，此时时钟抖动引 起的噪声不能忽略，根据已经得到的s 以及公式( 2 1 8 ) 便可得到式( 1 。2 0 ) 【2 7 】c 2 8 】 2 9 】【3 0 】。 t 鼬i e r 2 2 2 频综关键部件的特性 2 2 1 锁相环 2 万厶 ( 1 - 2 0 ) 随着集成电路的发展，锁相环已经成为现代通信系统以及雷达系统等中不可 替代的一部分。锁相环路是一个相位反馈控制系统，从锁相环路延伸开来就是控 制系统，包括线性控制系统与非线性的控制系统，而实际上控制系统中涉及的所 有概念都可以在锁相环中得到体现，一些经典的控制分析方法和理论也都可以用 到锁相环中【3 1 】。本节重点分析单环和多环结构锁相环的相位噪声。 2 2 1 1 单环锁相电路相噪分析 环锁相环的基本电路包括：鉴频鉴相器，n 分频器，v c o 和环路滤波器等。 它们不仅是组成p l l 环路的主要电路，也是影响环路噪声性能的主要部件。为了 分析方便，我们可将这些噪声均看作是由外部输入，而认为合成器的部件本身具 有理想无噪声特性。从而得到如图2 1 所示单环数字锁相环的线性噪声相位模 型。 9 电子科技大学硕士学位论文 p j s岱)s_咿博)so) 图2 1单环数字锁相环的相位噪声模型 图中，最( s ) 为参考频率源引入的外部噪声，( s ) 为鉴频鉴相器引入的噪声， & ( 5 ) 为前置r 分频器的相位噪声，( s ) 为可变分频器的相位噪声，( j ) 为 压控振荡器( v c o ) 相位噪声在输出端的等效相位噪声，噩p f ( j ) 为环路滤波器中 的有源或无源器件引入的相位噪声，s o ( s ) 为系统总输出噪声。理论上，”( s ) 与 其他几项噪声比数值较小，可以忽略，但在追求低相噪的设计中可以发现，环路 滤波器的噪声( 尤其是有源环路滤波器) 会使得环路带宽附近的输出相噪恶化1 2 d b 甚至1 0 个d b 以上，因此，这里我们仍然会加以分析，以便在设计电路时注 意敏感元件的选取和使用，以得到更好的相噪性能【3 1 】。 由相位噪声模型可以得到下面的等式： 驰h 意) 2 ( 洲州卅吉州+ 古唰呦m 2 。， + ( 嵩) 2 + ( 等而拓胞加) 一 其中，g ( s ) ：k d k v f ( s ) ；日：占。 这样，总结锁相环各个部件的噪声贡献及其对应的传输函数如下表所示。 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 表2 一l 锁相环各部件相噪传递函数 噪卢源部件传输函数 参考频率源 鉴相器 r 分频器 n 分频器 v c o 环路滤波器 1 g ( s ) r 1 - i - g ( s ) h k a1 - i - g ( s ) e h g o ) 1 - i - g ( s ) h g ( s ) 1 - i - g ( s ) h 1 1 + g o ) h k y 1 s1 - t - g ( s ) h 可以看出，鉴相器、n 分频器、r 分频器和参考频率源的噪声传递函数都有 一个相同的因子： 舶) = 斋( 1 - 2 2 ) 考虑其幅频函数，有 a t ( j 0 9 ) = i 而g 。( 例j c o ) 删_ 啦n 槲o o o oo * ooeee o 制# 薹乏m 2 3 ， 由式( 1 2 3 ) ，g ( j f 国) 为j c o 单调减函数，这样可以得到它们的噪声传递函数图 线趋势如图2 2 所示： 电子科技大学硕+ 学位论文 “i 厂八 蚓 v c o 的噪声传递函数有与前不同的因子： 4 ( j ) 2 百茄( 1 - 2 4 ) 考虑其幅频函数，有 协炉i 而1 i 摩一e ee o*e o * * eoee * e ee * oe o 警m 2 5 ， h ( 细i ，_ 、， 一 l 哩 髓 图2 3v c o 相噪传递函数 由上可见，锁相环的带内相位噪声主要取决于鉴相器、分频器、参考频率源 的噪声，而带外的噪声主要取决于v c o 的相位噪声。即环路对参考频率源和鉴 相器等的噪声呈现低通特性，而对v c o 噪声呈高通特性 3 1 】。 实际设计中，带内的相位噪声曲线，近端通常由频率源决定，而频偏1 k h z 1 2 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 以外至环路带宽附近的噪声主要由鉴相器噪底决定。这是由于鉴相器的噪底通常 高于参考源噪底。鉴相器带来的噪声贡献可以由下式表述： 相位噪声= ( 1 h z 归一化的噪声基底) + l o l o g ( 鉴相频率) + 2 0 l o g ( n ) 目前，很多芯片生产厂家都会给出芯片的1 h z 归一化噪声基底，或者可以由 图表或数据反推得出。 v c o 的噪声仍然会影响带内尤其是带宽附近的噪声，特别在v c o 的噪声性 能较差的时候。这是由于v c o 的噪声传递函数在环内呈现高通特征，而v c o 的 噪声在带内呈现低通特征，这样二者相乘使得v c o 在带内的相位噪声贡献不再 被很快的抑制，因此会叠加到带内的噪声上，一定程度上恶化带内噪声。 2 1 2 _ 1 2 改善相位噪声的讨论 为了改善系统的相噪性能，可采用增大鉴相频率、减小分频数n 、仔细设计 环路滤波器以及选择噪声尽可能低的器件等方法。 由鉴相器相位噪声的公式可知，增大鉴相频率，会对带内鉴相器相噪和参考频 率源的相噪贡献带来明显的改善。但对一个单环整数锁相环系统来说，大的鉴相 频率往往与小步进的要求相矛盾，而且鉴相器芯片的特性也决定了鉴相频率的最 大值不可能任意大，因此，通常情况下，要达到很低的相位噪声，还需要考虑其 他的方案，尤其在对步进和相噪都有较高的指标要求时，必须考虑采用小数分频 或者多环锁相结构等方案。 减小分频数n ，比如说由n 1 减小到n 2 ，可以给带内噪声带来2 0 l o g ( n 1 n 2 ) 的改善。 设计环路滤波器包括选取合适的滤波器形式和环路参数两个方面。环路滤波 器主要分为有源环路滤波器和无源环路滤波器。无源环路滤波对相噪的影响明显 小于有源环路滤波，但是考虑到鉴相器输出电压和v c o 的特性，当与v c o 输出 的频率范围对应的调谐电压范围较宽时，则必须选用有源环路滤波。在仿真模拟 和电路设计中，我们发现不同的有源环路滤波形式对于相噪的影响同样也有不同， 有时候为了达到更好的相噪指标，需要对环路形式以及参数进行多次优化设计 【3 2 】【3 3 】。 在设计环路参数时，由于系统对参考源等噪声源的低通特性以及对v c o 相 噪的高通特性，环路带宽要求设定在倍频之后的参考频率源噪声曲线和v c o 噪 声曲线的交点处，为最佳环路带宽，如图2 4 所示，图a 为最佳环路带宽z 的 选取，图b 为理论上得到的总相位噪声曲线【4 3 【3 4 】。 电子科技大学硕士学位论文 螋， 氏j 3 砌( f ) ( 口) g 一( ，) ，露l ；l l 线 f l h ：, ( 西，( f ) 曲线 f h z 图2 4 最佳环路带宽的选定 在设计中，还要考虑相位裕量的选取，应用环路参数的计算公式，通过选定 的带宽和相位裕量，在已知k d ，k v 和分频数n 的情况下计算电路中的电阻电容 值。用到的计算公式如下： z 喵z ；q 砌胁= 等笋斤篆 ( 1 - 2 6 ) 其中f 为与相位裕量有关的阻尼因子，z 为设定的环路带宽。 对于图2 5 所示的环路滤波器形式，= r i c ，砭= 恐c 。 图2 5 环路滤波器 1 4 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 2 2 1 3 多环结构的相噪分析 多环结构虽然电路复杂，但可以有效的缓解小步进和低相噪指标之间的矛盾， 在杂散性能方面也容易优于小数分频器。以如图2 6 所示的双环结构为例，v c o 的最终输出频率与厶p 下变频下来，n 值可以减小很多。厶p 由锁相环路2 得到。 只要适当选取疋p 的频段和带通滤波器的滤波范围，杂散可以控制的很好。厶p 的 鉴相频率f ，取小于f 的值，这样，步进得到了进一步的减小。要注意环路2 的 输出频带要大于等于，：。，才能保证输出的连续。 图2 - 6 含内差混频的锁相结构 双环锁相结构的相位噪声先按照单环锁相环分析各个环路各自的相噪s 1 和 s 2 ，系统的总输出相噪为两个相噪的“叠加 。这个叠加不是直接的相加，而要 经过下面的转换【4 3 】： s o = 1 0 l o g ( 1 0 0 j s + 1 0 0 j s 2 )( 1 - 2 7 ) 如果两个相位噪声相差很大，最终的带内系统相噪是差的那个决定；如果两 噪相等，则最终的带内系统相噪为恶化3 d b 之后的值。 2 2 2 直接数字频率合成( d d s ) d d s ( 直接数字频率合成) 是继d s ( 直接频率合成) 和p l l ( 锁相环) 之后出现的 新一代频率合成技术，已被广泛应用于通信、雷达等领域。d d s 的工作原理实质 上是参考频率源( 系统时钟) 对相位进行等可控间隔的采样而后通过d a c 恢复 模拟信号。下面简要说明其杂散来源和抑制方法，相位噪声性能。 1 5 电子科技大学硕士学位论文 2 2 2 。1d d s 杂散来源 d d s 的杂散来源主要有以下几种： 1 ) 由r o m 的幅度量化误差所造成的杂散 任意一个幅度值要用无限长的比特流才能精确表示，而d d s 送到d a c 的波 形样点值是由有限的二进制数表示的，由此产生了幅度量化误差，并在输出端形 成调幅误差，又叫d d s 的背景杂散。幅度量化的位数越大，参考时钟越高，由 r o m 幅度量化误差所造成的杂散就会越小。 2 ) 由于相位舍位所造成的杂散 在进行r o m 相位寻址时，由于器件体积、功耗、速度和成本的限制，只能 将高m 位作为地址码通过正弦查询表r o m 变换，这样，就会产生相位截尾，造 成杂散。设舍去的相位值位数为n m ，则主谱与最强杂散幅度之比6 m d b 。其 中，n 为相位累加器的位数，m 为寻址位数。 3 ) d a c 非线性带来的杂散 d a c 的非线性分为差分非线性d n l ( d i f f e r e n t i a ln o n l i n e a r i t y ) 、积分非线性 i n l ( i n t e g r a ln o n l i n e a r i t y ) 和d a c 毛刺。由于d a c 非线性的影响，使得查表所得 的幅度序列从d a c 的输入到输出要经过一个非线性的过程。于是就会产生输出 信号内的谐波分量。又因为d d s 是一个采样系统，所以这些谐波会以c f 为周期 搬移，即f = l 畋氓l ，其中u 、v 为任意整数，它们落到n y q u i s t 带宽内形成了 有害的杂散频率，频率的位置可以确定，但幅度难以确定。d a c 的非线性实际上 已成为d d s 杂散的主要来源，特别是随着时钟频率的提高，这个问题已变得越来 越明显。 4 1 时钟泄漏的影响 d d s 的参考时钟不可避免地在芯片内部逐级耦合，从而出现在d d s 的输出 谱中。不过，时钟泄漏信号很容易被d d s 后的滤波器滤除，所以设计时一般不做 重点考虑。 2 2 2 2d d s 杂散g p $ 0 1 ) 器件的选择： 相位截断误差带来的杂散分布和大小情况与频率控制字k 、频率控制字位数 n 、相位截断位长b 有关。进一步研究发现：d d s 的杂散性能只与相位有效位 p = n b 有关，与n 无关，n 只是频率分辨率的依据：当d a c 的分辨率s 确定后， p 每增加一位，d d s 输出杂散电平将改善6 d b ；当p 确定后，s 每增加一位，输 1 6 第二章频综的性能分析以及关键部件特征 出杂散约有8 5 d b 的改善。不过，输出杂散性能对d a c 的位数有饱和特性，比 如p = 1 5 时，d a c 位数超过1 1 ，杂散性能就无明显改善m 】。所以，在选择d d s 芯片时要选用大n 和大p 的n c o 。 2 ) 参考源的考虑 d d s 内置p