（信号与信息处理专业论文）全数字无刷直流电机无传感器控制系统设计.pdf

西北工业大学硕士学位论文摘要 摘要 本文主要是研究基于单片机的全数字化直流无刷电机无传感器控制系统，主 要围绕无位置传感器无刷直流电机( b l d c m ) 控制系统设计中的几个关键技术 位置检测、起动和控制方法进行了深入的研究，对无位置传感器无刷直流电 机运行方式进行了全面的分析。 本文首先研究讨论了无刷直流电机控制方案，并详细讨论了p w m 调制方式 对系统的影响；而后研究无传感器控制下电机转子位置的检测，以反电势法为基 础，提出了一种新型的转子位置检测新方法；研究并讨论了如何通过“三段式” 方法可靠实现电机起动问题；在控制方法上采用基于p i d 方法的速度闭环控制， 实现了电机的稳定运转；最后，采用i n f m e o n 公司的x c l 6 4 c m 芯片作为控制核 心，设计了一套直流无刷电机无传感器控制系统。借助于该芯片的强大的处理能 力和丰富的外设，整套系统省去了以往复杂的硬件电路，从而提高了系统的可靠 性。 最后的实验结果表明，该控制系统起动快速、稳定，具有较宽的调速范围， 性能上优于数模混合结构的控制器，具有广泛的应用前景。 关键词：直流无刷电机，无位置传感器，p w m 控制，li d 控制，单片机 西北工业大学硕士学位论文摘要 a b s t r a c t t h i sp a p e rf o c u s e so nt h ew h o l ed i g i t a lb m s l l l e s sa n ds e n s o r l e s sd cm o t o r ( b l d c m ) c o n t r o l l i n gs y s t e mb a s e do ns i n g l e c h i p a i m i n ga ts o m ek e y st ob l d c m c o n t r o l l i n gs y s t e m p o s i t i o nd e t e c t i o n ，j u m p s t a r t i n ga n dc o n t r o l l i n gm e t h o d s ， i n d e p t hr e s e a r c hi sc a r r i e do na n dm o t o rr u n n i n gm o d ei sa n a l y z e dg e n e r a l l yi n t h i s p a p e r a tf i r s t ，t h i sp a p e rd i s c u s s e so nt h ec o n t r o l l i n gs c h e m eo fb m s h l e s sd cm o t o r a n de f f e c tt os y s t e mo fp w i v lm o d u l a t i o n t h e nm o t o rr o t o rp o s i t i o nd e t e c t i o nu n d e r s e n s o r l e s sc o n t r o l l i n gi ss t u d i e da n dan e wr o t o rp o s i t i o nd e t e c t i o nm e t h o di s p m s e u t e db a s e do nb a c k e l e c t r o m o t i v ef o m e a tt h es a m et i m e ，h o wt ou s e t h r e e s t e p ”s t a r tt e c h n i q u et or e a l i z et h es t a b l es t a r to fm o t o ri ss t u d i e da n dd i s c u s s e d o n c o n t r o l ，s p e e dc l o s e dl o o pc o n t r o l l i n gb a s e dp i di su t i l i z e da n dt h es t a b l er u r lo f m o t o ri sr e a l i z e d i nt h ee n d ，a d o p t i n gi n f i n c o nx c l 6 4 c m 船c o n t r o l l i n gc o r e ，a b l d c mi sd e s i g n e d r e c u r i n gt ot h ec h i ps t r o n gd i s p o s a la b i l i t ya n da b u n d a n t p e r i p h e r a le q u i p m e n t s ，t h ew h o l es y s t e ml e a v e so u tc o m p l i c a t i n gh a r d w a r ec i r c u i t s a n di m p r o v e dt h ec r e d i b i l i t yo f s y s t e m t h ee x p e r i m e n tr e s u l t si n d i c a t et h a tt h ec o n t r o l l i n gs y s t e mh a sb e t t e rc a p a b i l i t i e s t h a no t h e rd i g i t a la n a l o g ym i xc o n t r o l l e r ss u c ha sf a s ts t a r t i n g s t a b i l i z a t i o na n dw i d e s p e e dr e g u l a t i o n s oi th a sw i d ea p p l i c a t i o nf o r e g r o u n d k e y w o r d s ：b m s h i e s sd cm o t o r , s e n s o r l e s s ，p w mc o n t r o l ，p i dc o n t r o l ，m c u i i 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 概述 第一章绪论 传统的赢流电动机均采用电刷，以机械方式进行换相，因而存在相对的机械 摩擦，带来火花、噪声、无线电干扰及寿命短等致命缺点，再加上制造成本高及 维修困难等缺点，大大限制了它的应用范围。近年来，随着半导体大功率m o s f e t ， i g b t 等元器件的发展，各种专用集成电路不断出现，特别是单片机控制技术的 越来越普及，使电动机产品不断推陈出新，一种以电子换相取代机械换相的直流 电动机直流无刷电动机( b r u s h l e s sd cm o t o r b l d c m ) 应运而生，它既具 备交流电动机结构简单、运行可靠、维修方便等优点，又具备直流电动机的运行 特性，故在仪表、家电、计算机、电动助力车中得到了广泛应用 直流无刷电机之所以能够自同步运行且具有良好的调速性能，是因为其逆变 器功率器件的导通与关断取决于转子的位置，因此转子位置信号在控制中是必不 可少的。传统的无刷直流电机大多以霍尔元件或其它位置检测元件为位置传感 器，以光电码盘为速度检测元件，安装在电机内部。它的存在给直流无刷电机的 应用带来很多的缺陷与不便：首先，位置传感器会增加电机的体积和成本；其次， 连线众多的位置传感器会降低电机运行的可靠性；再次，在某些恶劣的工作环境 中，如在密封的空调压缩机中，由于制冷剂的强腐蚀性，常规的位置传感器根本 就无法使用。此外，传感器的安装精度还会影响电机的运行性能，增加生产的工 艺难度。位置传感器所带来的种种不利影响促使人们对直流无刷电动机的无传感 器控制展开研究。 针对直流无刷电机无传感器控制，一个主要问题是如何准确的检测电机转子 位置。目前，对于无传感器永磁直流无刷电机位置的测量，有反电动势法，定子 三次谐波法等，但用的较多的还是反电动势法。这种方法是通过反电动势的过零 点判断转子磁极的位置，从而确定逆变器中功率器件的切换时间。虽然这种方法 简单，实用，但是由于反电动势迭加有由逆变器输出的p w m ( 脉宽调制) 波形和 开关过程的尖峰干扰，使检测反电动势过零点的难点就变成了如何滤除混于反电 动势中强干扰脉冲的问题。 目前，直流无刷电机无传感器控制器通常采用模数混合的系统结构。通过模 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 拟电路检测电机的反电动势，再通过单片机或逻辑电路等数字系统判断电机转予 位置并产生电机驱动所需要的脉冲信号。这种方法电路实现复杂，成本高，而且 位置信号检测误差大，电机的驱动效率低，维护困难。 随着科技的高速发展，各类用于电机控制的高性能的单片机及d s p 的功能越 来越丰富，运算速度也有了质的飞跃，而且价格越来越低廉。例如美国t i 公司 出品的t m s 3 2 0 x 2 4 0 系列d s p 芯片，以及德国i n f i n e o n 最新推出的x c l 6 4 c m 电机 控制1 6 位单片机。其内部具有电机控制单元，功能强大，单条指令的运算速度 达到了2 5 n s ，是普通m c u 的5 0 倍，并且内部具有数字信号处理单元以及高速的 数模转换单元。在上述的硬件基础上，完全可以实现性能优良的实时控制算法， 编写完善的监控软件，如k a l m a n 滤波、自适应控制、模糊控制和神经元控制等， 从而可以进一步提高系统的控制精度和实时性。因此我们可以舍弃传统的数模结 合的电机控制方法，以先进的数字技术为基础，开发出一种高性能全数字化的无 刷直流电机无传感器控制系统。 1 2 研究内容 本文主要研究的问题是，利用当前先进的数字技术和现代控制理论，在强干 扰环境中精确检测压缩机转子位置，提高可靠性，降低成本。其研究内容包括以 下几部分： 1 转子位置检测方法研究 对于无换向器电机，电机运转时需要知道转子极相对与定子绕组的位置，以 便正确导通电枢绕组使电机按照预定的方向旋转。如何在没有位置传感器的情况 下准确的检测到转子位置是本文将要研究的一个重要问题，转予位置检测的精确 度直接影响到电机控制器的控制精度、稳定性及可靠性。 2 p w m 调制方式对系统的影响 在具有梯形反电动势的无刷直流电机控制中，当采用1 2 0 。导通方式时，p l l a m 调制方式有五种类型。由于电机反电动势及绕组电感的存在，每一种调制方式对 系统会产生不同的影响，如何设计、选择一种合适的调制方式，使其对系统的不 利影响减至最小是非常重要的。因此，我们要对每一种调制方式进行详细地探讨 和分析，提出最优的方法。 3 电机静止启动方法的研究 由于无刷直流电机在静止或低速时反电势为零或很小，无法用来判断转予 两北工业大学硕士学位论文第一章绪论 位置，因此反电势法需要采用特殊的起动技术。通常是按他控式同步电动机的运 行状态从静止开始加速，直至转速足够大，再切换至无刷直流电机运行状态。这 个过程称为三段式起动技术，包括转子定位、加速和运行状态切换三个阶段，如 何减小启动电流以及平稳的进行状态切换是三段式启动技术的关键问题。 4 电机闭环控制方法的研究 在解决了转子位置检测和起动问题后，电机就可以顺利的运行，但这对于一 个控制系统而言是远远不够的。控制精度、稳定性和抗干扰能力是衡量系统整体 性能高低的重要因素，而要使系统有较高的控制精度和稳定性，较强的抗干扰能 力，采用合适的控制方法至关重要“”。因此，在准确检测到转子位置和顺利起 动的前提下，选择一种高效的控制方法是我们要研究的另一个问题。 5 系统硬件电路的设计 硬件电路包括：1 5 k w 电源电路，逆变器电路设计，控制板电路设计，反电 动势数字化检测电路设计等。其中反电动势检测电路主要使用德国i n f i n e o n 公 司最新推出的专用m c u 完成。 6 系统软件设计 系统软件主要包括：反电势过零点位置检测、平滑、预测软件，启动过程自 学习软件，自适应p 嘲驱动脉冲序列产生软件，以及系统控制和故障保护软件等。 单片机选用x c l 6 4 c m ，是i n f i n e o n 最新推出的赢流电机驱动专用的1 6 位机，具 有运算速度快、功能强大、可靠性高的特点，而且价格便宜，具有很好的市场前 景。 1 3 本人在项目中承担的任务 在该项目中，本人承担了系统方案论证、系统设计、算法设计；完成了硬件 电路设计、制作、调试以及控制软件编写、调试等工作。并对无刷直流电机反电 势位置检测技术，电机启动技术，电机闭环控制技术等进行了深入探讨和研究。 西北工业大学硕士学位论文第二章方案设计及论证 2 1 系统结构 第二章方案设计及论证 本文将研究并设计一种由高性能单片机控制的全数字化的无刷直流电机无 传感器控制系统，预定的主要技术指标是： 1 输入电压：2 2 0 v l o 2 额定输出功率：1 5 k w 3 频率变化范围：1 5 h z 一2 6 0 h z 4 频率误差1 ，且稳定工作。 5 控制方式：p 州控制 整个控制系统由电源电路、i p m 功率模块、转子位置检测电路、电流检测电 路及微处理器控制电路构成，结构如图2 - 1 所示。其中，电源部分为逆变器提供 驱动电机的直流电源，三相全桥逆变器将直流电变换为驱动电机的交变电压。微 处理器控制电路是整个系统的核心，它要完成包括电机转子位置、输入控制、系 统状态等各种信息的检测；准确的电机逆变驱动信号输出及转速控制；电机运转 信息显示；系统控制等任务。 2 2 电源及逆变器的选择 图2 - i 控制系统结构图 电源部分采用前桥整流滤波电路，2 2 0 v 、5 0 h z 的交流电经过整流桥整流及 4 西北工业大学硕士学位论文第二章方案设计及论证 滤波电容平滑后得到3 0 0 v 左右的直流电压，将其作为逆变器的直流输入电源。 同时，由于系统输出功率较大，考虑到系统的e m c 性能，在搭流桥前加装了e m i 滤波器。 逆变器部分采用i g b t 模块作为三相全桥电路的开关器件，i r 公司生产的三 相全桥驱动芯片i r 2 1 3 6 作为i g b t 的驱动电路。另外采用i n f i n e o n 公司生产的 单片开关电源芯片2 a 1 6 5 设计了小功率的系统内部电源，为整个系统提供供电电 源。 2 3 微处理器选择及控制方法确定 本系统采用以微处理器为控制核心的控制方案。芯片选择本着以高性能、高 可靠性、低成本阻及在电机控制方面的通用性为原则，同时应具有便利的软侔开 发环境，因此我们选择了i n f i n e o n 公司最新推出的1 6 位电机控制专用单片机 x c l 6 4 c m 作为系统的控制核心。 x c l 6 4 c m 的特点是：采用c 1 6 6 s v 2 内核，具有5 级指令流水线，指令执 行时间达到2 5 n s ，可以媲美d s p ；具有片内f l a s h ，容量达6 4 k b 2 k 字 节片内双口r a m ，2 k 字节片内数据s r a m 及2 k 字节片内程序数据s r 栅；有 功能强大的c c u 6 单元，用来产生驱动三相电机( 交流、直流无刷电机) 的信号； 具有自校检的1 0 比特1 4 路a d 转换器，转换速度2 1 5 “s 。具有单周期 1 6 1 6 位乘法、3 2 1 6 位除法及乘法累积指令，可快速处理复杂的数学运算。 x c l 6 4 c m 的最大优点是：内部c c u 6 单元使电机控制的外部硬件电路大大简化， 其强大的运算能力可以完成如位置信号预测估计等更为有效复杂的算法，非常适 应于变频调速的电控系统。而且其价格低廉，具有广泛的市场前景。同时，在软 件开发环境上，著名的k e i l 公司开发的k e i l1 6 6 软件提供对该芯片完善的支持， 支持c 及汇编语言的编译、汇编，可进行全面的软件仿真及硬件在线仿真下载， 使用十分方便。 目前，在系统综合要求较高的情况下，电机的控制多采用速度、电流双闭环 系统。电流跟踪控制具有跟踪性能良好和响应快速的特点，通过改变控制系数的 办法可以同时满足系统的鲁棒性、快速性和精准性等多方面的要求，但其数学模 型复杂，系统参数调整比较困难。相对于双环系统，单环控制系统数学模型简单， 系统调整方便，采用p i d 控制基本可以达到精确调速的目的，但很难同时满足系 西北工业大学硕士学位论文 第二章方案设计及论证 统的鲁棒性、快速性和精准性等多方面的要求。 由于本控制系统控制的对象主要是压缩机，其负载瞬时变化幅度很小，因而 对控制系统的鲁棒性、快速性要求不是很高，同时出于系统的复杂程度、可靠性 以及成本等因素考虑，本系统采用速度环闭环控制策略，通过对反电势过零点检 测得到转子当前的位置，并通过软件间接计算出电机的转速，转子位鬣决定当前 时刻驱动桥的导通状态。速度给定信号与当前转速进行数据处理经p i d 计算后 实现对电机驱动波形的脉宽调制。 2 4 转子位置检测方式选择 所谓的无位置传感器控制，即无机械的位置传感器控制。在电机运转的过程 中，作为逆变桥功率器件换向导通时序的转子位置信号仍然是需要的，只不过这 种信号不再由位置传感器来提供，而应该由新的位置信号检测措施来代替。目前 永磁无刷直流电机无位置传感器控制研究的核心和关键就是架构一个转子位置 信号检测单元，从软硬件两个方面来间接获得可靠的转予位置信号，借以触发导 通相应的功率器件，驱动电机运转。 无刷直流电机无位置传感器的位置估计方法大体上可以分为以下五种：反电 势法、电流法、磁链估计法、状态观测器法和人工智能方法。前四种方法的研究 相对比较成熟，且已得到一定范围的应用。而采用人工智能方法估计转子位置的 研究则刚刚处于起步阶段。下面将分别对其进行介绍。 1 反电势法 反电势法是目前最常用的一种检测转子位置信号的方法，它利用电机旋转时 各相绕组内反电势( e m f ) 信号控制换向。反电势检测主要有三种方法：过零点法、 积分法和锁相环法啪1 。其中过零点检测法是目前技术最成熟，实现最简单，应用 最广泛的转子位置检测方法。这种方法的基本原理是：在无刷直流电机稳态运行 时，通过检钡i “关断相”( 逆变桥上下功率器件皆处于关断的那一相) 的反电势 过零点，依次获得转子的六个关键位置信号，并以此作为参考依据，轮流触发导 通六个功率管，驱动电机运转。 这种方法也有它自身的弱点起动困难和误差补偿。当电机静止时或转速 较低时，反电势为零或很小，很难通过反电势过零点检测来得到正确的位置信号， 故这种方法使得电机起动困难；此外，因为反电势过零检测法忽略了电枢反应对 6 西北工业大学硕士学位论文 第二章方案设计及论证 气隙合成磁场的影响，所以在原理上就存在一定的误差，且反电势系数越小或电 机转速越低，误差就越大，所以在反电势法的永磁无刷直流电机的无位置传感器 控制中，必须要有一定的误差补偿措施。 2 电流法 反电势检测受到诸多因素的影响，如速度变化、电机换向、低通滤波以及定 子电阻电感的存在使得转子位置信号的准确性和精确性都受到不同程度的影响。 而这些因素对电流的影响相对较小，且相电流和霍耳信号理想情况下是同相位 的，与之对应出现了根据电机相电流信号来估计转子位置信息，进而控制无刷直 流电机的换向方法，如直接电流检测法和续流二级管法等。这种方法对电流检测 的精度要求很高，位置估计算法很复杂，因而造成系统成本较高；并且其运行范 围较小，只能保证电机在6 9 6 3 1 7 4 r m i n 范围内有效运行。 3 磁链估计法 电机磁链信号和转子位置直接相关，因此可以通过转子磁链的值来确定其位 置信号。但电机转子磁链不能直接检测得到，为了获得电机转子磁链值，必须先 测量电机的相电压和电流，再结合电阻值，计算磁链值。这种方法有较高的准确 度，受测量误差和电机参数变换的影响也很少，对包括从静止起动在内的宽调速 范围内，这种方法都可以准确的检测到转子位置。但这种方法要求测量的参量较 多，算法复杂，系统成本高且实现困难。 4 状态观测器法 状态观测器法即转子位置计算法，是将电机三相电压、电流作坐标交换，在 派克方程的基础上估算出电机转子位置的一种方法“”。这种方法只适用于感应电 势为正弦波的永磁无刷直流电机，且计算繁琐，对微机性能要求较高。所以这种 方法尽管在八十年代末就有人提出，国外发表的相关文章也很多，但应用却不是 很广泛。只是到了近年，由于单片机技术的发展，特别是高性能微处理器d s p ( 数 字信号处理器) 的应用和推广，该方法才有了一定的应用场合。 5 人工智能方法 人工智能技术具备一定的智能行为，能够产生合适的求解问题的响应。随着 人工智能技术的蓬勃发展和研究的深入，很多学者已经尝试着将人工智能的方法 应用于电机控制。 近年来，随着实现手段( 如单片机和d s p ) 的功能不断强大，各种智能控制 方法得以容易地实现。利用模糊控制或神经网络控制策略来建立相电压、电流和 转子位晟之间的相互关系，基于检测到的电压和电流信号来估算转予位置信息。 可以直接检测电机相电压和相电流，通过神经网络的训练后可以估计出磁链向 7 西北工业大学硕士学位论文 第二章方案设计及论证 量，从而获得转子磁极位置。虽然人工智能方法将是未来的一种发展方向，但是 离实际应用还存在一定的距离m ，。 综合考虑系统的可靠性、技术成本和成熟性等问题，本系统位置检测采用反 电势过零点检测法来检测转予的位置，控制无刷直流电机的换向。 2 5p w m 调制方式的选择 在1 2 0 0 导通方式无刷直流电机控制中，p w m 调制方式有五种类型，即( 1 ) o n _ p w n l 型：各管前6 0 。恒通、后6 0 。p 删调制方式；( 2 ) p w m _ o n 型：各管前6 0 0 p w m 调制、后6 0 。恒通方式； ( 3 ) hp w m l _ o n 型：上桥p w m 调制、下桥恒通方式； ( 4 ) h _ o n l _ p w m 型：上桥恒通、下桥p w m 调制方式；( 5 ) h _ p w m l _ p w m 型：上 下桥臂各管皆为p w m 调制方式。其中( 1 ) 、( 2 ) 、( 3 ) 、( 4 ) 又称为单边调 制方式，即在任意一个6 0 0 扇区内，只有上桥臂或下桥臂进行斩波调制。( 5 ) 称为双边调制，即在任意一个6 0 0 扇区内，上、下桥臂同时进行斩波调制。( 1 ) 和( 2 ) 亦称双管调制方式，即在调制过程中上桥臂或下桥臂的功率开关都参与 斩波调制。( 3 ) 和( 4 ) 为单管调制方式，即在调制过程中只有上桥臂或下桥臂 的功率开关参与斩波调制。在双边调制方式中，功率开关损耗是单边调制方式的 两倍，故系统效率较低，因而一般选择单边调制。“。 2 5 1 关断相的电流组成 对于定子绕组为三相星型接法的无刷直流电机，每相绕组可以等效为电阻、 电感和反电动势串联而成。采用三相半桥式逆变器作为驱动电源，主电路和电机 等效模型如图2 2 所示。 图2 - 2 主电路及电机等效模型 西北工业大学硕士学位论文第二章方案设计及论证 由于存在电机绕组电感以及电机的反电动势，当某相开关管关断后，该相绕 组电流并不为零，而存在续流电流和反电势电流，现以a 相电流为例进行说明。 见图2 3 。图中i 。为a 相的相电流，e 。为a 相反电动势，设电机中点电压为u 。 一0 0 ，一b l 一j z p一z - 6 ， l 口、 l 和e a w 、x ，l 兮 。 莎。皎 、，饥 t ： 图2 - 3a 相电流 由图2 - 3 可见，在5 - 6 扇区，t 1 时刻下桥臂l 关断，相电感通过d 1 续流， 续流时间比较短，i 。 0 ，到t 6 时刻结束。相电感续流结束后t 出现 了与相电感续流方向相反、峰值逐渐减小的脉动电流，如图2 - 3 中j 。i e 。所示， 该电流是在反电势p 。作用下，随着另外两相的导通和关断形成的脉动电流，称为 反电动势电流。宅e t 2 ，t 3 区间内，反电动势e 。 0 ，当e 。一u 0 ，当 p 。+ u 。 u 。时，反电动势电流从电源负极经过电机中点、d 1 流到电源正极。但 此时无论u 。= o 还是u 。= u 。2 ，恒有p 。+ u 。 0 ，则令 卟吁咖眠阳。一( _ 竿m 半 浯s ， 当u a 2 k 。国，所以r 小可 u 。，血 0 ，此时a 相反电动势电流迅速减小到零。因 此，在o ，圣区间内，a 相反电动势电流根据功率 图2 - 5a 相反电动势电流 开关l 的通断而表现为幅值不断减小的一系列脉冲波，如图2 5 所示 在云f s 云区间内，e a 0 时，反电动势电流存在。当s 。= 0 ，t = 时u 。取得最大值，即 一= 屯国一挚 圪；在下一个p 删导通期即点继续检测，此时检测到 的电压为巧，检测时刻为屯，并且k 圪，此时即可以判断出反电势已经经过了 过零点。为简化计算，将两点间的反电势近似看作是条直线，则过零点的 时刻可以通过直线方程解出 生监：生量 ( 3 4 ) f l 一 f 1 一f 2 则 铲r 1 - 糌”，2 ) ( 3 - 5 ) 检测到过零点后，以该点时刻为基准，延迟3 0 电角度( 两次过零点的时间 间隔的1 2 ) 后，对逆变器模式进行转换。若在1 2 0 。的范围内始终没有检测到过 零点，则认为本次反电动势过零点检测失败，应采取相应的处理措施。 利用上述原理也可以对反电势过零点的时刻进行预测，提高系统的抗干扰能 力和可靠性。 1 9 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 模式 0l 2 34 50 反电势 ， u 一v 。 _ l 一r w 么三= 盎零点 - j ， _ - - 、 ， ， jy tj 、 _ - i 一一 - ，t 。 _。- m l皿w n n u 相 i v 相 器啪wul l 波 形x 相 帆 几n y 相 u mu nu 儿 z 相 血r 皿z删飞、哪 0 0 f u 相 删 础 州0 0 l 皿m 电 煅 姗0 1肌 1 压 饕啪 w 相 反点势 1 过零点 薛式切换錾llnn l 1 瞄酬开始 j 鲫 n nnn b 鼻_ 譬弛 i 1 2 0 t 图3 4 驱动及电机的端电压波形和操作时序“” 3 2 三段式启动技术 由于无刷直流电机在静止或低速时反电势为零或很小，无法用来判断转子位 置，因此反电势法需要采用特殊的起动技术。通常是按他控式同步电动机的运行 状态从静止开始加速，直至转速足够大，再切换至无刷直流电机运行状态。这个 过程称为三段式起动技术，包括转子定位，加速和运行状态切换三个阶段“”。 3 2 1 定位与加速 电机转子静止时的初始位置决定了逆变器第一次应触发哪两个功率器件。与 2 0 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 其用很复杂的方法检测转子的初始位置，不如先把逆变器的某两相导通并控制电 机电流，经过一定时间后使转子转到一个预知的位置。这个过程称为定位，是容 易实现的。之后电机加速，在加速过程的第一个逆变状态期间，电机定子磁势与 转子直轴的夹角应小于1 8 0 电角度，转子才能按期望的方向旋转。研究表明： 该夹角在6 0 1 8 0 电角度范围内取不同值，对后续的整个加速过程影响很小。 加速时，控制器按序改变三路同步信号的组合状态，并且各组合状态所保持 的时间逐渐缩短，同时通过p w m 控制逐渐提高电机外施电压，那么在电机不失 步的前提下转子转速也逐渐提高。控制器预先设定和要求的转子转速理想变化规 律称为加速曲线。 在每一个逆变状态，电机转子直轴滞后定子磁势的电角度在( 1 2 0 一艿) 到 ( 6 0 一引之间变化，换言之，转子磁势平均位置滞后定子磁势( 9 0 j ) 电角度。 定、转子磁势相互作用产生的电磁转矩是关于万的函数。如果不考虑磁阻转矩， 那么当占= 0 时平均电磁转矩最大；当占0 时，占的绝对值越大，平均电磁转矩 越小。若8 0 时他控式 同步电动机的运行是稳定的。另一方面，如果不考虑铁心饱和影响，则当d = 0 时 可认为定子磁势在宏观上对转子不表现去磁或增磁作用。但是当万0 时，定子 磁势在宏观上具有去磁或增磁的作用，并且该作用的强弱不仅与占的绝对值有 关，而且正比于定子电抠电流。所以，他控式同步电动机在运行特性上类似于一 台复激式直流电动机。当8 0 时类似积复激。差复激可 能导致电机运行不稳定、失步；而积复激电 机起动转矩大，运行稳定，性能优越。通过 以上分析与类比可知，要使电机不失步，必 须在加速阶段保证占0 。万受加速曲线、外 施电压( 如逆变器直流侧电压u 。) 、电机参 数、负载大小( z ) 以及转动惯量等诸多因 素的影响，如图3 - 5 所示。适当降低外施电 压可减小万。在小惯量及风机、泵类负载条 2 1 图3 - 5 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 件下，很容易通过实验方法确定加速曲线和外施电压变化规律丽保证电机不失 步，只是转速脉动往往比较大。 3 2 2 切换方法 电机加速到足够高转速时，用业已有效的转子位置信号代替同步信号就实现 电机运行状态的切换。可以想象，如果位置信号与同步信号之间存在相位差，切 换过程中电机运行就不平稳，严重时将导致电机失步、停机。 图3 6 是一台样机的仿真结 果。切换前电机稳定在足够大转速， 假定a 相反电势波形为梯形。假如 电机有位置传感器，则由其所得逆 变器a 相桥臂上管的触发信号如 g ：所示；而实际上由同步信号所得 的相应触发信号是g i ；g 。滞后g i 的电角度就是艿。这时若外施电压 较高，相电流是连续的，即逆变器 图3 - 6 某相的功率开关关断时续流二极管始终导通，则该相的电机端电压是方波形，湮 没了反电势的成分。因此这时的位置信号并不能真实地反映转子位置。图3 - 6 中 最初的占约为3 2 。，位置信号超前同步信号的相位角为亭= 3 0 。，与位置信号对 应的触发信号g ：超前实际的g 1 信号的相位角也为亭= 3 0 0 。若在此情况下直接切 换，贝q 其后第一个逆变状态所保持的时间只有t 1 2 ( 正常情况下应该是t 6 ，是 逆变周期) ，显然电机运行不平稳。由于绕组电感的影响，电枢电流有一个过渡 过程，则一方面续流电流产生负电磁转矩，另一方面，可以产生正电磁转矩的相 电流又不能立刻达到足够大的数值，因此在切换后的第一个逆变状态的平均电磁 转矩必然比切换之前小。假如电机负载较重( 三分之一额定分载转矩以上) 并且 转动惯量较小，那么电机转速会急剧下降。随后进入第二个逆交状态，定子磁势 跃前6 0 电角度：由于位置检测器含有惯性环节，第二个逆变状态的保持时间 也小于t 6 ，且平均电磁转矩较小，故转子转过的角度可能比6 0 电角度小得多。 这样当第三个逆变状态开始时，定子磁势继续跃前6 0 电角度，从而可能导致严 重的超前换流( 即占 0 ) ，平均电磁转矩继续增小，转速继续下降，由此带来两 2 2 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 个影响：( 1 ) 端电压的频率低于位置检测器预设的工作频带，使超前换流更严重， 电磁转矩更小， 转速更低：( 2 ) 反电势信号减弱，直至无法检测。这样的最终 结果必然是切换失败、停机。以上定性分析说明：外施电压越大、6 越大，或者 绕组电感越大，或者负载转矩越大，或者转动惯量越小，则对直接切换越不利。 作为一种通用而且安全的切换方法，应该是“先调节艿接近于零，再切换”。 逐渐减小外施电压，j 减小，相电流仍然是连续的，端电压中的反电势 成分仍然被湮没，掌保持为3 0 。；继续减小u 。，艿继续减小，相电流变为断续， 端电压开始体现反电势成分并体现反电势的过零点，善也逐渐减小；直至万接近 于零，亭也接近于零。这时反电动势的转子位置信号可以反映转子位置，可以实 现平稳切换。由于占难以直接检测，因此，切换条件应该是“善接近于零”。 3 3 速度闭环控制 无刷直流电机的转速是通过改变逆变器的输出电压来控制的，c p u 通过调 节驱动波形的脉冲宽度来调节输出电压，输出最低电压为0 ，最高电压为1 0 0 占空比的电源电压。施加给电机的电压一定时，电机的输出转矩与转速成反比， 电机以能产生和负荷转矩相平衡的转速运转。当电压升高时，如转速不变，则必 将使转矩加大，而转矩加大最终使转速提高。同样原理，当电压降低时，转速也 降低。 本系统采用速度闭环控制策略，当电机处于自同步运行状态时，控制器根据 测出的电机位置切换信息计算出当前转速，速度给定信号与当前转速进行p i d 计 算实现对电机驱动波形的脉宽调制，从而控制电机达到预定的转速。 3 3 1p i d 控制原理 在机电系统的控制中，最简单、最通用的控制器是比例积分微分控 制器，简称p i d 控制器。其中符号p 代表比例，i 代表积分，d 代表微分。p i i ) 控制结构简单，参数易于整定，在长期应用中己积累了丰富的经验，是控制系统 中技术成熟，应用最为广泛的一种控制器。 西北工业大学硕士学位论文第三章关键技术研究 - _ - _ - _ i _ _ _ - - _ _ i _ _ _ _ _ 目_ _ _ l _ # i e _ 日_ _ _ _ - _ l - _ i l _ 日e 1 日j _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ _ l _ _ 1 模拟p i d 控制器 模拟p i d 控制的框图如图3 7 所示。 图3 7 模拟p i d 控制方框图 图3 7 中，r c s ) 为设定值；c ( s ) 为实际输出值；e ( s ) 为偏差；v ( s ) 为控制 量。将偏差的比例( p ) 、积分( i ) 、微分( d ) 通过线性组合构成控制量，对控 制对象进行控制，故称p i d 控制器。其控制规律为： e ) = r o ) 一c o ) u ( j ) = ( k ，+ 等+ x 。) e ) ( 3 - 6 ) ( 3 7 ) 或 ，喝+ 砉f 呻，虮t 。d e 西( t ) ) c s 嘞 2 数字p i d 控制算法 由于计算机控制的特点，需对模拟p i d 算法离散化，假设采样周期为t ，在 采样时刻t = k t ，可得数字p i d 控制算法如下： “c 七r ，= k ，( e c 七r ，+ 号喜e c ，丁，+ 争。c 七r ，一e c t 丁一丁，) c s 一。， 为了书写方便，将p ( 七r ) 简化成e ( 七) ，u ( k t ) 简化成“( 1 】 ) ，即省去t ，式( 3 9 ) 可简化为： “c 七，= 置，( e c 七，+ 考妻e c 。+ 等。c t ，一e c t 一，) c s 一- 。， 或 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 “( 七) = k ，p ( 七) + x ，芝：e ( f ) + 芷d ( e ( k ) - e ( k 一1 ) ) ( 3 1 1 ) i f f i 0 k ，为积分系数，k i = k ，r 肛；k d 为微分系数，k 。= k ，乃r 。只要采样 周期7 足够小，就能保证有足够的精度。式( 3 一i 0 ) 以及式( 3 - i 1 ) 称为位置式 p i d 算法。由( 3 - 1 1 ) 可推导出下式： u ( k - 1 ) = k p e ( k - 1 ) + k ，e ( j ) + 髟( e ( k - t ) - e ( k 一2 ) ) ( 3 1 2 ) 令t u ( k ) = ”( ) 一u ( k 一1 ) 贝有： z l u ( k ) = k 。0 ( 意) 一p ( 女一1 ) ) + k ，e ( 七) + k d 0 ( 七) 一2 e ( k 1 ) + e ( 七一2 ) ) ( 3 1 3 ) 上式称为增量式p i d 算法，可将此进一步改写为： a u ( k ) = a e ( k ) + b e ( k 一1 ) + c e ( k 一2 ) ( 3 1 4 ) 式怯巧+ 针一巧( 等 一髟争 由式( 3 - 1 3 ) 以及( 3 - 1 4 ) 可得： 甜( 七) = a e ( k ) + b e ( k 一1 ) + c e ( k 一2 ) + u ( k 1 ) ( 3 - 1 5 ) 式( 3 - 1 5 ) 与( 3 一1 0 ) 并无本质区剐，却带来了不少优点： ( 1 ) 计算机输出增量，所以误动作影响小，必要时可用逻辑判断的方法去掉。 ( 2 ) 手动自动切换时冲击小，便于实现无扰动切换。此外，当计算机发生故 障时，由于输出通道或执行装餐具有信号的所存作用，故仍能保持原值。 ( 3 ) 算式不需要累加。控制增量的确定仅与最近k 次的采样值有关，所以较 容易通过加权处理而得到比较好的控制效果。 但增量式控制也有其不足之处：积分截断效应大，有静态误差；溢出的影响 大。因此，在编程中。应对积分作用加以限幅，并在误差过零时对积分项清零。 这样有利于减小积分累计带来的大误差。 3 3 2 速度闭环调速系统的设计 在计算机控制系统中，p i d 控制规律是用计算机程序来实现的，因此灵活性 很大，可以根据实际情况对数字p i d 算法进行改进。在数字p i d 控制器中引入积 分环节的目的，主要是为了消除静差、提高精度。但在过程的启动、结束或大幅 西北工业大学硕士学位论文 第三章关键技术研究 度增减设定值时，短时间内系统输出有很大的偏差，会造成p i d 运算的积分积累， 导致算得的控制量超过执行机构可能最大动作范围对应的极限控制量，最终引起 系统较大的超调，甚至引起系统的震荡。积分分离p i d 算法就可以有效的避免上 述情况，既保持了积分作用，又减少了超调量，使系统性能有较大的改善。其具 体实现为：根据实际情况，人为设定一阚值：当偏差值大于这一闽值时，采用 p d 控制，可避免过大的超调量，又使系统有较快的响应；当偏差值小于这一阈 值时，采用p i d 控制，可保证系统的控制精度。 因此，在速度闭环的设计中，我们对增量式p i d 算法作以改进，引入积分分 离的方法。将两者结合作为实现速度闭环的控制。 1 采样周期的选取 决定p i d 控制系统响应的因素，是该系统中所含积分作用的特性。因此，有 必要对积分作用的频率特性与采样周期之间的关系进行研究。积分作用的传递函 数为 q ( j ) = ( 3 1 6 ) s 临界频率吐为 国。= i 1 ( 3 一1 7 ) 1 ， 另外，若用角频率表示采样周期f ，则可表示为 一：兰三 ( 3 1 8 ) 。 ? ； 若以m ，与临晃频率脚。的比( 峨哝) 为参量，计算出积分作用的频率特性， 则计算结果如图3 - 8 所示。 图3 - 8 中的连续表示连续时间系统的特性。由图可见，峨越小，即采样 周期越短，采样系统越接近连续时间系统的特性。例如，在国，c o 。= 1 1 0 的情况 下，高频区的增益特性与连续时间系统相比，有很大的差别，相位特性也相差很 大。但是，在，c o 。= 1 3 0 的情况下，增益特性则大致与连续时间系统相同，临 界频率上的相位滞后也很小，仅为6 。 2 6 西北工业大学硕士学位论文第三章关键技术研究 因此，如式( 3 - 1 9 ) 所示，如果将采样周期设定为控制系统目标响应( 临界 频率) 周期的1 3 0 以下，则可以获得接近于连续时间系统的控制特性。 五去等嘲 2 0 重。 翟 柏 珊 里 茎 1 帅 q m a - 1 1 0 i 、 o ；： 孓 ( 3 - 1 9 ) 图3 - 8 积分作用的频率特性 采样周期的选取受多方面因素的制约。从系统控制品质上看，希望采样周期 丁小一些，这样接近与连续控制，控制效果好。从执行机构的特性来看，例如无 刷直流电机的转速，响应速度低，采样周期不能过短，如果过短，执行机构来不 及响应，达不到控制目的。从控制系统的快速响应来说，要求周期短一些。从计 算工作量来看，则希望周期长一些。并且反馈信号的获取，控制量的计算都会造 成一定的时间延迟，也会影响反馈调节的性能，从而影响周期的选取“1 。 2 ，p | d 的参数整定 确定p i d 参数，可以用理论方法，也可以用实验方法。理论方法需要有被控 对象的准确模型，但准确模型一般很难得到，并且系统的参数也会随时间而变化。 因此，在工程上p i d 参数常常是通过实验来确定。为了减少实验次数，可参照经 验公式导出基准p i d 参数，在此基础上，再凑试。 本系统选用z i e g l e r n i c h o l s 方法来整定参数嘲1 。这种方法需要做稳定边界 实验。选用纯比例控制，给定值r 为阶跃信号，将比例系数由小变大，直到被控 量出现临界震荡为止，如图3 - 9 所示。记下临界震荡周期和