（微电子学与固体电子学专业论文）pwm调制开关电源的研究.pdf

p w m 调制开关电源的研究 摘要 随着电子技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也 越来越多，对电源的要求更加灵活多样。电子设备的小型化和低成本化使电源以 轻、薄、小和高效率为发展方向。 本文研究了一种新型的p w m ( 脉冲宽度调制) 开关电源电路，它具有电路较 简单，组成元件较少，功耗低，转换损失低，应用广泛等特点。文中，作者首先 介绍了p _ | i y m 的工作方式，然后按照超大规模集成电路设计方法，设计了电路的整 体框架和各部分子模块，最后对各子模块进行了功能仿真。 关键词：开关电源电路 p w m 工作方式 超大规模集成电路设计 电路功能仿真 p w m 调制开关电源的研究 a b s t r a c t n o w a d a y s ，e l e c t r o n i cs y s t e m s b e c o m e m o r ea n dm o r e p o p u l a r w i t ht h e d e v e l o p m e n to fe l e c t r o n i cs c i e n c ea n dt e c h n o l o g y a st h em o s ti m p o r t a n tp a r to f e l e c t r o n i cs y s t e m s ，p o w e rs u p p l yi s b e c o m i n gm o r ea n dm o r ev e r s a t i l e a n di t h a s b e e n d e v e l o p i n g t o w a r d st h et r e n do f l i g h t e r , m o r ef l e x i b l e ，a n dm o r ee f f i c i e n t i nt h i s p a p e r , a n e wp w mm o n o l i t h i cs w i t c h e d p o w e rs u p p l y c i r c u i ti s r e s e a r c h e d ，t h ea u t h o rf i r s t l yi n t r o d u c e $ t h eb a s i ct h e o r i e sa b o u tp w m t h e nu n d e rt h e g u i d a n c eo fm e t h o d o l o g yo fi n t e g r a t e dc i r c u i t sd e s i g nt h ea u t h o rh a sd e s i g n e dt h e t o t a lc i r c u i t a tl a s t ，t h ea u t h o rs i m u l a t e sf u n c t i o n so f e v e r y m o d u l e k e y w o r d s ：s w i t c h e d p o w e rs u p p l y p w mv l s i d e s i g n s i m u l a t i o no f f u n c t i o n so f c i r c u i t j j 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 躲赴魄蚵年7 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 徘盈 签名，缁醴笠 导师签名： 日期：渺年汨f 7 e t f ! 兰坚塑型堑茎皇堡塑堕窒一一 第一章引言 以电力电子学为核心技术的电源产业，从2 0 世纪6 0 年代中期开始形成。 以整流技术( a c d c ) 为主的各种电源装置，如电解、电镀和中小容量的a d d c 变换器的出现是这个时期的主要标志。开关电源被誉为高效节能电源，它代表着 稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。采用了控制集成电路的开 关电源更具有效率高、输出稳定、可靠性高，并可实现远程控制等功能，是开关 电源的发展趋势。经过近十年的努力，我国电力半导体器件的研制和生产有了长 足的发展。2 0 世纪九十年代以来是我国电力电子技术和电源产业快速发展的时 期。产业界也涌现一些技术难度较大、具有国际先进水平的产品，如”多谐振双 环控制的通信开关电源”、”单芯片控制的5 0 0 w 以下p f c 控制器”、”智能化高频 开关电源”、”用于空调和冰箱的无位置传感器的变频调速器部件”和”数千k w 级 的i g b t 中压变频器”等。但与国际发达国家相比，在应用基础研究深度方面差 距为5 1 0 年；在电源产品的质量、可靠性、开发投入、生产规模、工艺水平等 综合实力方面差距估计为1 0 1 5 年。目前国际上流行的开关电源向着以下几个方 面发展：( 1 ) 进一步提高电能变换效率，降低待机损耗；( 2 ) 避免电力公害：尽 量减少网侧电流谐波，并使网侧功率因数接近l ；( 3 ) 提高电源装置和系统的电 磁兼容性( e m c ) ；( 4 ) 降低电噪声；( 5 ) 小型轻量化：通过高频化、元件小型化和 先进工艺加以实施；( 6 ) 高性能。 1 1 管理i c 在开关电源中的应用和发展现状 在晶体管发明以后。微电子技术对电子系统的发展起到了巨大的推动作用， 尤其是在计算机和信号处理方面的成果更是有目共睹。目前，绝大部分电子系统 中都大量使用了集成电路来减小体积，减轻重量，提高可靠性。同样微电子技术 对电力电子的影响也非常明显，这一点可以从各种功率电子器件和功率集成电路 的广泛应用看出，并且这一趋势将一直继续下去。 i c 产品在功率电子中的应用可以简单分为两类。第一类为分立器件，包括 晶闸管、大功率双极型晶体管、d m o s 和现在更常用的l d m o s 、i g b t 、m c t 等。这些器件具有功率容量大、能量损耗低、开关速度快等特点，适用于电力电 子装置，得到了大量应用。关于性能更优的分立器件一直是研究的对象，也将进 一步提高整机系统的性能。但这种器件需要采用与集成电路不同的纵向工艺和较 厚的外延层来达到耐压要求，另一类得到广泛应用的产品是功率集成电路( p o w e r p w m 调制开关电源的研究 i n t e g r a t e dc i r c u i t ，p i c ) 。它一般包含低压逻辑部分和高压功率部分，还设计有 必要的各种过热过流等保护电路。八十年代，新型功率m o s 器件和以其为基础 的智能功率集成电路( s m a r tp o w e ri c ，s p i c ) 随着微电子技术的进步而迅速发展 起来。它们融功率半导体、信息电子学、超大规模集成电路、电机学和计算机辅 助设计为一体，成为未来工业自动化、汽车制造业、航空航天技术和其它高新技 术工业的基础产业。特别是s p i c 在目前微电子走向系统集成的情况下起着越来 越重要的作用，有专家甚至称s p i c 的发展将会引发第二次电子革命。 1 2 开关电源的发展趋势 电源是各种电子设备必不可缺的组成部分，性能优劣直接关系到电予设备 的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线形电源和开关 电源两大类。线形稳压电源亦称串联调整式稳压电源，其稳压性能好，输出电压 波纹很小，但它必须使用笨重的工频变压器与电网进行隔离，并且调整管的功率 损耗较大，致使电源的体积和重量大，效率低。开关电源s p s 被誉为高效节能 电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源 内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达 8 0 9 0 ，比普通性能稳压电源提高近一倍。开关电源亦称为无工频变压器的电 源，它是利用体积很小的高频变压器来实现电压变换及电网隔离的，不仅能去掉 笨重的工频变压器，还可采用体积较小的滤波元件和散热器，这就为研究与开发 高效率、高密度、高可靠性、体积小、重量轻的开关电源奠定了基础。在开关电 源中，为了实现功率调节、远程控制等功能，以及减小体积、减轻重量，高压功 率集成电路得到广泛应用和快速发展。采用了这种集成电路来调节和控制的开关 电源，不但外部电路简单，元件数目少，而且可以和微处理器直接接口或通过局 域网( l a n ) 来实现编程或控制功能，是目前7 5 w 以下高效率、多功能开关电 源的最佳解决方案。 1 2 1 开关电源的发展历史 开关电源已有几十年的发展历史。早期产品的开关频率很低。成 本昂贵，仅用于卫星电源等少数领域。2 0 世纪6 0 年代出现的晶闸管( 旧称可控 硅) 相位控制式开关电源，7 0 年代由分离元件制成的各种开关电源，均因效率 不够高、开关频率底、电路复杂、调试困难而难于推广，使之应用受到限制。7 0 年代后期以来，随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大 量问世，这种新型节能电源才重获发展。目前，开关频率已从2 0 k h z 左右提高 到几百千赫兹甚至兆赫兹。与此同时，供开关电源使用的元器件也获得长足发展。 m o s 功率开关管( m o s _ f e t ) ) 、肖特基二极管( s b d ) 、超决恢复二极管( s r d ) 、 p w m 调制开关电源的研究 瞬态电压抑制器( t v s ) 、压敏电阻器( t l 4 3 1 ) 、电磁干扰滤波器( e m i f i r e r ) 、 高导磁率磁性材料、由非晶合金制成的磁珠( m a g n e t i e b e a d ) 等一大批新器件、 新材料正被广泛采用。所有这些，都为开关电源推广与普及提供了必要条件。 1 2 2 单开关电源的发展趋势 近2 0 多年来，集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。第一个是对电 源的核心单元控制电路实现集成化。1 9 7 7 年国外首先研制成功脉宽调制 ( p w m ) 控制器集成电路，美国摩托罗拉( m o t o r o l a ) 公司、尤尼特德( u n i t r o d e ) 公司等相继推出一批p w m 芯片，典型产品有m c 3 5 2 0 、s g 3 5 2 4 、u c 3 8 4 2 。9 0 年代以来，国外又研制出开关频率达i m h z 的高速p w m 、p f m ( 脉冲频率调制) 芯片典型产品如u c l 8 2 5 、u c l 8 6 4 。第二个方向是对中小功率开关电源实现单片 集成化。这大致分两个阶段：8 0 年代初，意一法半导体有限公司( s g s t h o m s o n ) 率先推出l 4 9 6 0 系列单片开关式稳压器。该公司于9 0 年代有推出了l 4 9 7 0 a 系 列。其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在个芯片中，使用 时需配工频变压器与电网隔离，适用于制作低压连续可调式输出( 5 1 4 0 v ) 、大 中功率( 4 0 0 w 以下) 、大电流( 1 5 1 0 a ) 、高效率( 可超过9 0 ) 的开关电源。 但从本质上讲，它仍属于d c d c 电源变换器。1 9 9 4 年，美国电源集成公司 ( p o w e ri n t e g r a t i o n si n c ，简称p i 公司或p o w e r 公司) 在世界上首先 研制成功三端隔离、脉宽调制型反激式单片开关电源，其第一代产品为 t o p s w i t c h 系列，第二代产品则是1 9 9 7 年问世的t o p s w i t c h i i 系列该公 司于1 9 9 8 年又推出了高效率、低功率、低价格的四端单片开关电源t i n y s w i t c h 系列，并于1 9 9 9 年开发出t n y 2 5 6 系列新产品。在这之后2 0 0 0 年初，p i 公司 又研制出t o p s w i e c h - f x 系列的五端单片开关电源，充分显示出开关电源的蓬 勃的新局面和良好的应用前景。目前，单片开关电源已形成具有六大系列、6 7 种型号的产品。 单片开关电源属于a c d c 电源变换器，以t o p s w i t c h - - 1 1 系列为例，它内 部包含控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器误差放大器、脉宽 调制器、门驱动极、高压功率开关管、过流保护电路、过热保护及上电复位电路、 关断自动重启电路和高压电流源。芯片的集成度很高，外围电路简单，通过输 入整流滤波器，适配8 5 2 6 5 v 、4 7 4 4 0 h z 的交流电，可构成世界通用的各种开 关电源或电源模块。它在价格上完全可以和同等功率的线形稳压电源相竞争。而 电源效率显著提高，体积和重量则大大减少。单片开关电源的迅速发展与应用， 使人们多年来所追求的高性价比、无工频变压器式开关电源变成现实。 p w m 调制开关电源的研究 第二章开关电源控制方式介绍 2 1 开关电源控制方式 无工频变压器开关电源的控制方式，大致有以下三种： ( 1 ) 脉宽调制方式，简称脉宽调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ，缩写为 p w m ) 式。其特点是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比。因开关 周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便。其特点是受功率开关最小导 通时间的限制，对输出电源不能做宽范围的调节；另外输出端一般要接假负载， 以防止空载时输出高电压。目前，集成开关电源大多采用p w m 方式。 ( 2 ) 脉冲频率调制方式，简称脉频调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ， 缩写为p f m ) 式。它是将脉冲宽度固定，通过改变开关频率来调节占空比的。 在电路设计上要用固定脉宽发生器来代替脉宽调制器中的锯齿波发生器，并利用 电压频率转换器( 例如压控振荡器v c o ) 改变频率。其稳压原理是：当输出电 压v o 升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变而周期变长，使占空比减小，v o 降低。p f m 式开关电源的输出电压调节范围很宽，输出端可不接假负载。 ( 3 ) 混合调制方式，使指脉冲宽度与脉冲频率均不固定，彼此都能改 变的方式，它属于p w m 和p f m 的混合方式。由于t 。和t 均可调节，因此占空 比调节范围最宽，适合供实验室使用的输出电压可以宽度范围调节的开关电源。 2 2 脉宽调制式开关电源的基本原理 脉冲宽度调制方式， 简称脉宽调制( p u l s ew i d 也 m o d u l a t i o n ，p w m ) 式。其 特点是固定开关频率，通过 改变脉冲宽度来调节占空 比。因开关周期也是固定 的，这就为设计滤波电路提 供了方便。其缺点是受功率 开关管最小导通时间的限 制，对输出电压不能做宽泛 围调节；另外输出端一般要 接假负载( 亦称预负载) ， 图2 - 1 脉宽调制式开关电源的基本原理图 4 p w m 调制开关电源的研究 以防空载时输出电压升高。目前，集成开关电源大多采用p w m 方式。 d c d c 变换电路是通过控制开关器件的导通和关断时间，将一个输入的不 稳定直流电压转换成另一个输出稳定的直流电压。p w m 工作方式的简化原理图 如图2 1 所示，可以看出控制信号是由反馈的实际电压和期望值通过差分放大得 到，然后和锯齿波信号比较，当v c o n t r o l 高于锯齿波时，开关器件导通，当v c o n t r o l 低于锯齿波信号时，开关器件关断，由此得到开关器件实际工作的驱动信号。如 果定义开关器件开通时间占整个周期的比值为d ，则 ，矿 d = 詈= 上l 一= 孚 公式2 一l l s f m + t 哪p 日 公式中，t o n 为器件导通时间，t o f r 为器件关断时间，t s 为周期，v c o n t r o l 为反馈 的实际电平经过放大后的电平，它反应了输出信号高于或低于期望值的信息。 般锯齿波信号工作频率为几十到几百k h z ，甚至某些双极型电路工作频率可以 达到1 m h z 。但v e o n t r o l 变化频率很低，一般为几k h z 。实际仿真结果如图2 2 所示。 躞- ：l “i t 2 受娶：盒鳞 图2 - 2p w m 比较器工作波形图 当输出外部电压较高时，反馈信号也升高，由于它接入运算放大器的反相输入端， 所以v c o n t r o l 电平下降，通过和锯齿波比较后得到开关器件的导通时间t o 。减小， 即d 减小，输出电流减少，使输出电压降低；同理，当输出电压低于期望值时， 该电路能使开关器件导通时间增加，来使输出电压升高。 2 ，3 集成p w m 控制器原理 o a o o o 日o o抽拍伸 p w m 调制开关电源的研究 近年来已经开发出许多高频开关电源控制集成电路，这些电路包含了建立 p w m 开关电源所需要的所有功能，使开关电源用一片集成电路和若干附加元件 即可制成。，图2 3 描述了一个简单的p w m 控制器的基本构成框图和它相关部 位的波形。这个电路的工作过程如下：误差放大器将从电源输出端引入的反馈 信号与其反相输入端的固定参考电压v 进行比较，误差信号被放大并送到比较 器的反相输入端，而比较器的同相输入端输入的是由一个固定频率振荡器产生的 具有线性斜率的锯齿波，振荡器的输出同时送到一个翻转触发器f f f 1 ，产生方 波输出q 和q 非。比较器的输出方波和触发器的方波输出，都用于驱动与门， 使得当两个输入信号均为“l ”时输出，这样，在a 路和b 路最终得到的是可变 脉冲占空比的脉冲串，图2 3 b 用虚线说明了当误差信号幅度变化时，输出脉冲 的宽度是如何被调制的。通常p w m 控制器在其外部经缓冲后去驱动主电源开关 晶体管。这一类型的电路可被用来驱动两支晶体管或是驱动单晶体管，在后一种 情况下，输出可在片外进行“与”处理( 直接相与) ，或者只允许有一路用来作为 驱动。 ， 、。 卧y j ，?， r 一 o b 一 ： i l r 图2 - 3 集成p w m 控制电路和电路的相关波形 6 冀 ! 型竺塑型堑茎皇塑塑里塞 第三章整体电路设计 3 1 集成电路设计流程简介 芯片设计通常分为正向设计和逆向设计两大类。正向设计通常用来实 现一个新的设计，而逆向设计是在剖析别人设计的基础上进行某种修改或改进。 在这两大类中又可分为“自顶向下”( t o p d o w n ) 和“由底向上”( b o t t o m u p ) 不 同的步骤，详见下表。 ；r 步骤自项向下由底向上 、 行为设计系统划分、分解 结构设计单元设计 正逻辑设计功能块设计 向 设 电路设计子系统设计 计 版图设计系统总成 版图解析版图解析 电路图提取电路图提取 功能分析功能分析 逆 结构修改单元设计 向 设 逻辑设计功能块设计 计 电路设计子系统设计 版图设计系统设计 3 2 电路的整体结构和工作过程分析 7 p w m 调制开关电源的研究 为了更好的了解电路的功能，本节将结合外围电路介绍电路的整体性能，并 由此介绍电路的整体工作过程。 本电路用于构成高频开关电源，我们首先要了解外围电路和电路应用条件， 其应用原理图如图3 1 所示，图中黑色框内为该i c 。该电路的输入为脉动直流电 压，通过高频脉冲变压器的主线圈接入芯片内部l d m o s 管的漏电极，这样整个 芯片中只有l d m o s 管部分承受高压，其它部分均工作于低电压情况。l d m o s 图3 - 1 单片开关整体应用原理图 管的源极为接地端，也是芯片逻辑部分的接地端，便于芯片中地线的排布。c 端 作为反馈输入端，输入为电流值，所以该电路属于电流反馈的工作方式，同时c 端也作为低压逻辑部分的电源端，减少芯片的引脚数目。芯片中的过流检测是以 l d m o s 管的导通压降为检测对象，认为l d m o s 管的导通压降增大是由于电流 增大引起的，这样既能减少外部元件的数目，简化应用电路，又能减少芯片上引 脚的数目，节约成本。 从理论上讲，该电路的功能如下：电路随时检测反馈端c 端的电压值，将 该电压值输入到一个运算放大器的反柏输入端，而期望电压值输入到该运算放大 器的同相输入端，通过差分放大后产生控制信号，该控制信号与内部振荡器发生 的锯齿波信号通过一个比较器，然后输出l d m o s 的开启与关断信号。根据以上 电路功能，可以确定电路中所需功能电路应包含如下主要部分：振荡器，比较器， 运算放大器，恒定电压源和作为开关器件的l d m o s 。 振荡器产生固定频率的振荡波形，具有锯齿波输出，基于降低电磁干扰e m i 的影响和尽量提高电源效率的考虑，该振荡器的工作频率设定为1 0 0 k h z 。同时， 该振荡器的输出还作为整个电路的时钟信号，因此该电路还应有矩形波输出。 一般来讲工作速度提高的同时意味着功耗的增加。对于本电路而言，输出效 率是及其重要的指标，而电路的工作速度较低，所以在速度满足要求的基础上应 p w m 调制开关电源的研究 该尽量减少功耗。因此，比较器的设计要兼顾响应速度和功耗两个方面。 运算放大器的功能是将反馈的信号与期望值之间的差值进行放大。集成电路 内部的运算放大器和标准运算放大器的区别在于不需要很强的输出驱动能力，芯 片内部电路的输入负载一股很小，所以如果放大系数不需要很大则不但省略输出 驱动级，甚至可以省略中间放大级。 在集成电路内部经常需要高质量的稳压电源，以提供稳定的偏置电压或作为 比较的基准。一般要求这些电压源的直流输出电平稳定，而且这个直流电平该对 电源和工作温度的变化不敏感。 为了电路能稳定工作，还设计了各种保护电路，有过热保护，过流保护，前 沿消隐，最小开态延迟等电路。这些电路的设置可以有效的提高电路的整体性能。 从以上所述各方面加以考虑，我们可以得出设计的电路的整体框图如图3 2 所示： 图3 2 整体电路功能框图 该电路内部包括1 0 部分： 控制电压源( 由控制电压u c 向并联调整器和门驱动级提供偏压，丽 控制端电流i e 则能调节占空比) ： 控制电压v c 能向并联调整器和门驱动极提供偏置电压，而控制 端电流i c 则能调节占空比。控制端的总电容用c t 表示，由它决定自动重 起动的定时，同时控制环路的补偿，v c 有两种工作模式，一种是滞后调 节，用于起动和过载两种情况，具有延迟控制作用；另一种是并联调节， 用于分离误差信号与控制电路的高压电流源。刚起动电路时由d c 极之 p w m 调制开关电源的研究 间的高压电流源提供控制端电流i c ，以便给控制电路供电并对c t 充电。 带隙基准电压源( 给内部提供各种基准电压) ； 带隙基准电压源除向内部提供各种基准电压之外，还产生一个具 有温度补偿并可调整的电流源，以保证精确设定振荡器频率和门极驱动 电流。 振荡器( 产生锯齿波( s a w ) 、晟大占空比信号( d m a x ) 和时钟信号 ( c l o c k ) ) ： 内部振荡电容是在设定的上、下闽值v h 、v l 之间周期性地线 性充放电，以产生脉宽调制器所需要的锯齿波( s a w ) ，与此同时还产 生最大占空比信号( d m a x ) 和时钟信号( c l o c k ) 。为减小电磁干扰，提高 电源效率，振荡频率( 即开关频率) 设计为1 0 0 k h z ，脉冲波形的占空比 设定为d 。 并联调整器误差放大器； 误差放大器的增益由控制端的动态阻抗z c 来设定。z c 的变化范 围是l o q 2 0 q ，典型值为1 5 q 。误差放大器将反馈电压v f 与5 - 7 v 基 准电压进行比较后，输出误差电流i r ，在r e 上形成误差电压v r 。 脉宽调制器( 通过改变控制端电流i c 的大小，连续调节脉冲占空比。 实现脉宽调制并能滤掉开关噪声电压) ： 脉宽调制器是一个电压反馈式控制电路，它具有两层含义。第一、 改变控制端电流i c 的大小，即可调节占空比d ，实现脉宽调制。第二、 误差电压v r 经由r a 、c a 组成截止频率为7 k h z 的低通滤波器，滤掉开 关噪声电压之后，加至p w m 比较器的同相输入端，再与锯齿波电压v 进行比较，产生脉宽调制信号v b 。 门驱动级和输出级( 内含耐压为7 0 0 v 的功率开关管m o s f e t ) ： 门驱动级( f ) 用于驱动功率开关管( m o s f e t ) ，使之按一定速 率导通，从而将共模电磁干扰减至最小。漏源导通电阻与产品型号和芯 片结温有关。m o s f e t 管的漏一源击穿电压u ( b o ) d 之7 0 0 v 。 过流保护电路( 利用m o s f e t 的漏一源通态电阻及。r d s ( o n ) 来检 测过电流，当i d 过大时令m o s f e t 关断，起到过流保护作用) ； 过流比较器的反相输入端接阈值电压v l j m l t ，同相输入端接 m o s f e t 管的漏极。此外，芯片还具有初始输入电流限制功能。刚通电 p w m 调制开关电源的研究 时可将整流后的直流限制在0 6 a 或o 7 5 a 。 过热保护及上电复位电路( 当芯片结温t j 1 3 5 。c ，关断输出级) ； 当芯片结温t j 1 3 5 。c 时，过热保护电路就输出高电平，将触发 器i i 置位， q = 1 ，q = 0 ，关断输出级。此时进入滞后调节模式，v c 端 波形也变成幅度为4 7 v 5 7 v 的锯齿波。若要重新起动电路，需断电后 再接通电源开关：或者将控制端电压降至3 3 v 以下，达到v c ( r e s e t ) 值， ，再利用上电复位电路将触发器i i 置零，使m o s f e t 恢复正常工作。 关断自动重启动电路( 当调节失控时，立即使芯片在低占空比下 工作。倘若故障已排除就自动重新启动电源恢复正常工作) ； 一旦调节失控，关断，自动重起动电路立即使芯片在5 占空比下 工作，同时切断从外部流入c 端的电流，v c 再次进入滞后调节模式。倘 若故障己排除，v c 又回到并联调节模式，自动重新起动电源恢复正常工 作。自动重起动的频率为1 2 h z 。 高压电流源( 提供偏流用) 。 在起动或滞后调节模式下，高压电流源经过电子开关s 1 给内部 电路提供偏置。并且对c t 进行充电。电源正常工作时s l 改接内部电源， 将高压电流源关断。 由于电路工作过程和外部电路紧密相关，所以有必要在讨论过程中考虑外 部电路的工作情况，本电路的工作过程可以分为上电过程、正常工作、自动重启 和其它情况。下面就这四种情况加以详细的说明： 该电路在初始加电时，实际上只有d 端加上高电压的脉动直流电压，此时 l d m o s 处于关断状态，变压器的次级线圈没有电流流过，光耦同样不工作，没 有电流从次级线圈回路注入c 端外接电容。此时，只能靠芯片内部的高压电流 源通过c 电极向电容充电，同时内部电路开始启动。首先，当c 端电压达到使 触发器能保持现有状态的电压时，振荡器开始工作，输出矩形波和锯齿波。如果 c 端电压继续上升，则触发器保持现有状态。然后，高压电流源继续向外接电容 充电，c 端电压继续上升，达到上电复位电路工作的阂值后，内部的触发器复位 或置位，但此时l d m o s 管仍处于关断状态。此后，高压电流源向电容充电至 5 7 v 后，过压比较器输出低电平，功能框图中的触发器复位，八分频电路输出 高电平信号，允许l d m o s 管开启，同时高压电流源荧断。此时，电路已经进入 正常工作状态，l d m o s 管在p w m 信号控制下开启和关断，变压器次级线圈回 路有电流流过，光耦开始工作，c 端外接电容由光耦控制供给电流。 p w m 调制开关电源的研究 电路上电过程结束是以高压电流源的关断，外部光耦向c 端外接电容充电 为标志的。此后，电路进入正常工作状态，随变压器次级线圈负载的大小调节 l d m o s 管开启和关断的时间比，当负载较重时，增大l d m o s 管的开启时间， 向后级输出更多电流，当负载较轻时，大部分时间关断l d m o s 管，输出电流减 少，以此保持输出电压的稳定性，其具体工作过程如下：当负载增加时，变压器 次级线圈上电压下降，光耦允许通过的电流减d 、，导致c 端电压下降，运算放 大器的反相输入端输入电压下降，p w m 比较器的同相输入端输入电平升高，输 出的p w m 信号占空比增加，框图中的触发器在被时钟脉冲置位后经过更长的时 间才复位，则l d m o s 栅电压信号高电平时间增加，l d m o s 更多的处于开启状 态，通过变压器向次级线圈输出更多电流，补偿由于负载变化所引起的输出电压 下降。但由于矩形波信号最大占空比的限制，l d m o s 管开通时间最大为周期的 6 7 。当负载减轻时，变压器的次级线圈电压上升，通过光耦注入c 端外接电容 的电流增大，c 端电压上升，运算放大器输出减小，p w m 比较器输出波形占空 比减小，在时钟信号置位后，触发器很快被p w m 波复位，l d m o s 管更多的处 于关断状态，相应次级线圈上的电压下降。当负载很轻时，p w m 波输出可能一 直维持在高电平，即随时可以复位触发器，此时l d m o s 管的开启时间达到最小 开态延迟所确定的最短时间，占每个周期的1 7 。 上面讲到在负载加重时，l d m o s 管栅电压占空比增大，l d m o s 管在每个 周期中开启的时问增加，但最大开启时间受矩形波的限制，为周期的6 7 ，如果 继续增大会导致l d m o s 管长期工作在导通状态，流过很大的电流，容易造成过 热损坏。而如果负载继续加重或出现错误，导致需要l d m o s 管更多的开启时， 就超过了电源的带负载能力，此时电路要要进入自动重启状态。 自动重启是当变压器次级线圈负载过重，即使l d m o s 管在每个周期都最大 限度的开启仍不能将c 端电压维持在4 7 v 以上；或负载发生错误，将c 端瞬态 电压下拉至4 7 v 以下，上电复位电路阈值以上时的一种工作状态。在这种工作 状态下，当电压下降到4 7 v 后，关断l d m o s 管，同时高压电流源开启，向c 端外接电容充电，该过程与上电启动过程类似；当c 端电压达到5 7 v 后，高压 电流源关断，停止向外接电容充电，但此时不是立即开始开启l d m o s 管，而是 通过内部旁路放电，直至c 端电压低于4 7 v ，然后重复充放电过程，此时八分 频电路开始工作，在第八次充电至5 7 v 后，电路开始正常工作。如果此时负载 状况没有改变或错误没有去除，则重复自动重启过程。这种工作状态的设计是为 了防止负载过重时，l d m o s 管始终工作在最大占空比栅压下，流过电流很大， 容易造成l d m o s 管过热烧毁；同时减小负载不正常条件下电路的功率损耗。 2 p w m 调制开关电源的研究 去掉d 端所加的脉动直流高压时，电路停止工作，首先c 端电压下降，当 c 端电压小于4 7 v 后，l d m o s 关断，高压电流源开启，但此时已不能向外接 电容充电，电压继续下降，振荡器停止工作，直至c 端电压下降为零。 此外，电路还可能发生过热情况，当温度超过设定温度后，过热保护电路输 出高电平，对功能框图中的触发器复位，l d m o s 管不能开启，电路进入停止工 作状态，此时只有去掉d 端电压重新加电启动或将c 端瞬态电压下拉至上电复 位电路的工作阈值以下，使触发器重新置位才能开始工作。 p w m 调制开关电源的研究 4 1 振荡器 第四章电路主要子模块的分析与仿真 振荡器是许多电子系统的主要部分，应用范围从微处理器中的时钟产生到 蜂窝电话的载波合成，要求的结构和性能参数差别很大。利用c m o s 工艺设计 稳定、高性能的振荡器不断提出重大课题。一个简单振荡器产生周期性的、通常 是电压形式的输出，同时电路在持续不断地输出时并不存在输入。电路如何才能 卜卜 _ ：； 1 ：= i = | t 圯 剿 芸。 莲 汁 1 唪 j 缮 麟 ： ，h ：譬 立 整 f 夔 i 3 - 。 。卜l 。- c 。、= 互 = _ h 照 1 4 “r 。 1 爷：一寻p “。 埘美 图4 1 振荡电路的电路图 振荡呢? 负反馈系统可能产生振荡，也就是，振荡器是一种设计拙劣的反馈放大 器。按照“巴克豪森准则”来看，如果一个负反馈电路的环路增益满足两个条件： 第一，在频率w 处环路增益的幅值不小于l ；第二，在频率w 处环路增益的相 位等于1 8 0 度，那么电路就会在频率w 处振荡。在存在温度和工艺变化的情况 下为了确保振荡，典型地我们将选择环路增益至少两倍或三倍于所要求的值。在 现在的工艺条件下，一般而言，设计的c m o s 振荡器是环形振荡器或者是l c 振荡器。 在本文设计的电路中，需要用方波来开启l d m o s ，同时需要锯齿波作为 p w m 比较器的一个输入，振荡发生电路的作用非常关键。振荡电路的功能是在 固定偏置下起振，保持稳定的振荡频率，提供方波、窄脉冲波和锯齿波输出。根 据设计的要求，振荡器的工作频率典型值为1 0 0 k h z ，实际频率在9 0 1 1 0 k h z 之间。该电路的电路图如图4 1 所示。该电路有3 个固定值输入信号，左边的三 个输入信号从上分别为偏置信号y 1 4 、f 4 和能隙基准源m 1 4 ：输出信号2 个， 一个为矩形波输出s 5 ，另一个为锯齿波输出s 1 3 ( 图4 1 右边最下方) 。 ! ! 型塑型堑茎皇望塑竺塑 图4 2 电路工作原理为：此电路的工作频率为右下角电容的充放电的频率，将电容上的 电压反馈回来与两个差分比较器比较，通过差分比较器来控制电容的冲放电。将 图4 1 中的两个差分比较器放大如图4 - 2 ，电路中有两个固定电平信号s l 和s 2 ， 这两个信号均由偏置信号y 1 4 和能隙基准源m 1 4 信号产生，它们在y 7 和y 8 两个信号的控制下，使两个差分比较器交替起作用，h 1 信号分别与s l 和s 2 进 行比较。当s 5 为低电平，h 1 与s 2 比较，同时电容充电，h l 电压逐渐上升，若 h 1 上升至s 2 电平时，s 5 升为高电平。此后，h l 与s l 信号比较，同时电容放 电，h 1 开始下降，至h l 低于s 1 时，s 5 重新变为低电平，电容开始充电过程。 p w m 调制开关电源的研究 这两个暂稳态如此重复下去，则产生振荡，s 5 端输出矩形波信号，而s 1 3 端输 出锯齿波信号，且s 5 的上升沿为s 1 3 的峰值点，s 5 的下降沿为s 1 3 的最低电位 点。 该电路的振荡频率由以下因素决定。s 1 和s 2 电平的高低、电容大小和充放 图4 3 电偏置。锯齿波的高电平和低电平值均由s 1 、s 2 决定，其值比s l 和s 2 低一个 n p n 管的v b e ，如果锯齿波的斜率确定以后，则s l 与s 2 的差值越大频率越低： 差值越小，则频率越高。电容c l 的值越大，则充放电所需时间越长，频率越低。 偏置信号f 4 加在p m o s 管上，则f 4 的电平值越高，充放电速度越慢，周期越 长，频率越低。 振荡器的模拟结果如图4 - 3 所示。从图中看出，锯齿波的周期1 0 0 7 2 u s ，振 荡频率为9 9 2 8 k h z 。在当前器件参数条件下，偏置信号在4 5 5 4 6 0 v 之间变化 时，振荡频率在9 0 - 10 0 k h z 。满足设计要求中典型值为10 0 k h z ，实际频率9 0 1 1 0 k h z 的要求。 4 2 前沿消隐与过流保护电路 芯片内部集成的功率器件l d m o s 工作在开关状态。器件截止时要承受很高 的电压，器件导通时也要承受很大的电流，倘若外部负载过小或者出现短暂的短 路时，则电流足以产生足够大的热量将l d m o s 管烧毁。因此，在设计电路时有 必要设计逐周期检测电路，在每个周期内检测l d m o s 管流过的电流，保证 毋0 0 0 0 0 0 0鲫啪叫螂伸帅埘 一 一 ! 型坚塑型茎苎皇塑塑婴窒 l d m o s 工作在安全状态下，如果在那个工作周期内发生了过流，则在这个周期 内将l d m o s 关断，但不影响下一个时钟周期的工作，也就是说，如果负载错误 能够消除，整个电路将继续工作，不需要外部干预 图4 4 前沿消隐与过流保护电路 由于l d m o s 在工作状态时流过的电流很大，如果在l d m o s 漏极串联电阻 以检测是否过流的话，将会消耗很大的额外功率，并且在集成电路中制作精确的 电阻是非常困难的事情，因此串联电阻的方法并不可行。由于l d m o s 导通时存 在导通电阻r o n ，电流流过时将产生压降。在电路中设计的过流保护电路，就是 采用检测l d m o s 管在开启时漏端电压值的方法来判断是否过流。在l d m o s 开 启的瞬间由于寄生电容和电感的影响，其漏端电压值存在一个尖峰，该尖峰电 压有可能对过流的误判断，因此，我们还设置了前沿消隐电路，其目的在于在 l d m o s 管开启的瞬间将过流比较器闭锁，等到尖峰值通过以后，再对l d m o s 漏端信号进行采样测量。 前沿消隐与过流比较电路结构图如图4 - 4 所示。图中x 1 2 为l d m o s 管栅驱 动信号经过最小开态延时后的反馈信号，y 1 4 为偏置信号，x 1 2 的上升沿被偏置 电路和电容c 1 延迟，具体过程如下，当x 1 2 为高电平时，n 管导通电容通过n 管和左下角的n 管放电，当x 1 2 为低电平时，电容通过p 管充电。前沿消隐时 间的设置是为了防止过流比较的误动作，如果该时间过小，l d m o s 管的输出未 稳定，则不能达到防止误动作的目的；如果该时间过长，若过流情况确实发生， l d m o s 可能在这段时间内过热烧毁。综合以上考虑，我们将前沿消隐时间确定 为1 8 0 n s 。因此需仔细调节电容值和两个m o s 管的宽长比。此延迟使过流比较 期左侧的输入信号在l d m o s 管开启并在输出低电平稳定后才将l d m o s 管漏极 电压采样进来，进行过流比较，实现前沿消隐功能。 p w m 调制开关电源的研究 过流比较器同样采用差分对管的输入方式，恒流源作为偏置，如图所示，x 1 2 信号经过延迟后控制m o s 管的通断，从而控制对漏端电压的采样，经过电阻分 压后输入，右侧为过流比较的基准。该电路的输出是在前沿消隐时间过后，发 生过流时，e 1 端输出低电平，关断l d m o s 管实现过流保护。 7 。：a o n e t 6 7 ： 三一艺哇瞳卫i 三籀：口皿且； 图4 - 5 前沿消隐仿真波形 图4 - 5 为前沿消隐部分电路的模拟结果，其中右侧为左侧图中上升沿的放大， 可以看出经过两级倒相后，上升沿落后了1 8 0 n s ( 以电压上升至最高电位的9 0 为测量点) 。 4 3 基准电压源 在电路中，很多其它分电路需要偏置电路，如过流比较的基准、p w m 比 较的偏置、振荡电路等需要一个稳定的基准电压源来保证电路的正常工作，基准 电压源的稳定度将直接影响电路的稳定。 要分析该功能电路的工作原理我们首先要了解各个集成元件的温度特性。 1 电阻： 集成电路中的电阻一般为扩散电阻，影响电阻阻值的因素有：载流子迁移率、 载流子浓度。半导体的电导率为： 盯2 n q k t , , + p q l + 公式4 - 1 其中，胛、p 分别为电子和空穴的浓度，u p 、t n 分别为电子和空穴的迁移 率。载流子迁移率主要受晶格散射与电离杂质散射的影响，随温度升高而降低。 而载流子浓度随温度升高而增加，主要受半导体中本征载流子浓度影响。 以p = 聆f公式4 - 2 p w m 调制开关电源的研究 其中即f 为半导体的本征载流子浓度。载流子浓度和迁移率对阻值的影响趋势相 反，具体要看实际的杂质浓度、晶格完整性等。实际的s i 集成电路中一般扩散 电阻中的掺杂浓度大于1 e 1 6 ，工作温度低于1 5 0 0 c ，考虑这些因素可将本征载流 子浓度视为不变，扩散电阻的温度系数主要受迁移率的影响，其阻值随温度系数 为正。 2 二极管 二极管的导通电阻主要受半导体的能带宽度的影响。根据能带理论，随温度 升高，半导体的禁带宽度减小。对p n 结来讲，禁带宽度俞小，正向导通压降也 俞小，所以，温度升高二极管正向压降减小，正向电流增加，其温度系数： 等- 2 m 球一。 对于齐纳管来讲，由于击穿机理为隧道击穿，温度升高，其反向电压下降。 3 m o s 管 影响m o s 管漏极电流i t 的因素有阈值电压、栅电压、载流子迁移率三方面。 对于n 沟道m o s f e t ： 如：竿【( 一v r ) g 。s 一妻z 黼4 阈值电压随温度的变化趋势如下：对于n m o s 管，阈值电压的温度系数为 负值；对于p m o s 管，阈值电压的温度系数为正值。但由于n m o s 阈值为正， p m o s 管阈值电压为负，所以温度闽值电压的影响均使i d 有增大的趋势。载流 予迁移率随温度升高而下降。结论如下： a 当( v a s v t ) 较大时，温度增加i d 减小，漏极电流的温度系数为负。 b 当( v g s 、0 ) 较小时，温度增加i d 增加，漏极电流的温度系数为负。 c 。 当满足公式3 - 5 时，随着温度升高，i d 不变。