（微电子学与固体电子学专业论文）wcdmagsm双模多带射频接收机研究和设计.pdf

a b s l h l c t 摘要 本论文的研究内容是用c m o s 工艺实现的、适用于2 g 3 g 移动通信终端的 多模多带可配置射频接收机。 接收机采用窄带多模的总体架构，由三路独立的射频通道分别支持w c d m a b 锄di ( i m t2lo o ) 、g s mh i 曲一b 觚d ( 18 0 0 19 0 0 ) 和g s ml o w - b a n d ( 8 5 0 9 0 0 ) 频带， 实现双模多带兼容。w c d m a 采用零中频架构，g s m 为数字低中频架构。模拟 基带、a d c 和数字前端可通过寄存器配置在两个模式间共享。射频接收机与频 综、发送机、a d c d a c 和数字前端单片集成。 本文提出了一种基于s n r 计算的级联链路分析方法，重点针对s a w 1 e s s w c d m a 标准进行系统设计。在综合考虑增益、噪声、线性度、频率选择性、 a d c 动态范围和抗阻塞信号干扰能力等性能的基础上得到接收机模块电路的设 计指标。并利用行为级系统仿真工具对难以理论计算的问题如调制信号的交调和 互调失真等问题进行验证。系统设计部分还阐述了收发机单片集成过程中的噪声 耦合机制和相应的规划方法与隔离技术。 本文研究了接收机关键模块的电路级设计技术。l n a 设计过程中考虑了输 入端寄生效应对性能的影响，并提出了相应的优化方法。对电流模式无源混频器 的工作原理进行深入研究，根据它的输入输出阻抗变换特点提出将低噪声跨导放 大器、电流模式无源混频器和跨阻放大器作为一个整体进行设计优化，相比传统 以电压模式级联的射频前端能获得更好的噪声和线性度性能。混频器采用2 5 占空比的本振信号驱动提高性能并消除正交混频器的i q 串扰。对影响零中频接 收机性能的直流失调和二阶交调的产生机制进行分析，并设计了数字辅助的直流 失调和i p 2 校准电路。 论文按国际标准设计并实现了两版射频接收机芯片，经0 1 3 啪r fc m o s 工艺流片验证各项性能指标达到设计目标。接收机通道在各个频段实现输入阻抗 匹配，最大增益 7 4 d b ，噪声系数5 d b ，带内i i p 3 为一6 d b m ，i i p 2 经校准超过+ 6 5 d b m 。 w c d m a 标准参考信号的b e r 测试得到接收机灵敏度为一1 0 9d b m 。射频接收机 功耗w c d m a 模式下为1 2 0 m w ，g s m 模式下为7 0 m w ，电源电压1 5 v 。全集 成收发机芯片面积5 1 x 5 8 舢n 2 。 关键词：多模多带，射频接收机，r f 例0 s ，系统设计，低噪声放大器，无源混 频器，跨阻放大器，直流失调，二阶交调，i q 失配 中图分类号：t n 4 ，t n 9 2 i v a 6 s 妇c t a b s t r a c t t h ep r e n t e dt l l e s i si sa b o u td e s i g no fam u l t i m o d em u l t i b 锄dr e c o ! i g u r a b l e r e c e i v e rf o r2 ( 影3 gc e l l u l 甜a p p l i c a t i o l l s ，i m p l e m e n t e di i lc m o sp r o c e s s t h er e c e i v e ra d o p t sam u l t i c h 孤n e la r c l l i t e c t u r et 0s u p p o r tm u l t i p l ef k q u e n c y b a i l d s ，栅c hi sc 0 船i s t e do ft h r e ei n d e p e n d e n ti 江c h a n n e l so p t i i i l i z e df o rw c d m a b a n di ( i m t2 l o o ) ，g s mh i 曲b 锄d ( 1 8 0 0 1 9 0 0 ) 锄dg s ml o w - b 锄d ( 8 5 0 9 0 0 ) ， r e s p e c t i v e l y z e r o - i fa r c l l i t e c t u r ei su df o rw c d m a 谢l i l ed i g i t a ll o w i fi s 璐e d f o rg s m 加m l o gb 嬲e b 锄d ，a d c 锄dd i g i t a l 舶m e n d ( d f e ) a r es h a r e db e t w e e nt 、) i ，o m o d e sm r o u g l lr e g i 鲫e rc o j 删i o n t h er e c e i v e ri si i l t e 黜di i las i n 9 1 e c m p 仃锄s c e i v e rw i mp l l 。t x 。a d c d a c 锄dd f e an e wl i n kb u d g c ta n a l y s i sn 】e t b o db a s e do ns n rc a l c u l a t i o ni sp r o p o s e d r e c e i v e rm o d u l es p e c i f i c 撕。吣t a r g e t i n gs a w 1 e s sw c d m ah 鹊b e e na l l 础y 髓d ， i 1 1 c l u d i n g 鲥l l n o i f i g u 托，l 试e 矧时，f i l t i e r l e c t i v 时，a d cd y 彻m i c 随n g ea n d 锄1 t i b l o c l ( i n gp e r f o n n a n c e s y s t e ms i m u l a t i o r 峪h a v eb e e np e r f o n n e dt ov e r i 句 p r o b l e m sl i k ei n t e 册o d u l a t i o no rc r o s s m o d u l a t i o np r o d u c t sf 而mm o d u l a t e ds i g n a l s ， w m c ha r ed i m c u l tt 0c a l c u l a t ei nn l e o 珂n o i c o u p l i n gm e c h a i l i s mc o n c e m e di l l 如l l - c h i pt r xi n t e 伊撕0 nh 弱b e e np r e s e n t e d ，弱、e 儿勰c o r r e s p o n d i n gf 1 0 0 印l a n i n g 锄di s o l a t i o nt c c q u e c i r c u i tl e v e ld e s i 窖皿t e c h i l i q u e so fc r i t i c a lm o d i u l e si nr e c e i v e rc 】：l a i na r ep r e s e n t e d p a 联璐i t i ca w a r es o u r c ed e g e n e r a ，t i o nl n ad e s i 霉ma n do p t i m i z a t i o nm e t h o dh a v eb e 锄 d e m o s 仃a t e d d e s i 擘ma s p e c t so fc u n e n tm o d ep a s s i v em i x e rh a v eb e e nt 1 1 0 r o u 霉蛐y s t l l d i e d b a s e do ni t si m p e d a n c e 臼彻s f o 加a t i o nc h a r a c t e r i s t i c s 。a ni n t e g r a t e dd e s i g n m e t l l o dc o n s i d 耐n gl n a ，p 嬲s i v e1 1 1 i x e r 锄dt i a 弱aw h o l eb l o c kh 嬲b e e np r o p o s e d ， w l l i c hc 锄s i m u l t a i l e o u s l yo p t i n l i z eg 出，n o i 锄dl i n e a r i 坶o ft 1 1 er e c e i v e rf b n t e i l d t h e “x e ri s 荫v e nb y2 5 d u t yc y c l el of b rb e t t e rp e r f - 0 珊a n c e ，m i sa l s oe l i m i n a t e s i oc i o s s t a l ki i laq u a d r a _ t 1 】r ed o 、n c o n v e r t e r c i co f f s e ta n d s e c o n do r d e r i m e h n o d u l a t i o nh 2 l v eb e e na m a l y z e d d i g i t a la s s i s t e dc a l i b r a t i o nc i r c u i t sa r a l s o i n t e n s i v e l yu s e di nt 1 1 ep r e s e n t e dr e c e i v e r t w 0v e r s i o n so fr e c e i v e rc h i p sh a v eb e e ni n l p l e m e n t e di no 13 啪i 江c m o s p r o c e s sb a s e do nn l ed b o v ed i s c u s s i o n s t a r g e t e ds p e c i f i c a t i o ni sm e t i m p e d 锄c e m a t c h i n gi na 】lr e q u i r e df k q u e n c yb a n d si sr e a l i z e d ，r e c e i v e rm a x i m 啪g a i na b o v e 7 4 d b ，n o i s ef i g u r eo f5 d b ，i n b a n di i p 30 f 6 d b m 缸dc a l i b r a t e di i p 2b e y o n d + 6 5 d b mh a v eb e e nm e 嬲u r e d r e c e i v e r n s i t i v i t 、，l e v e li s 10 9d b mf r o mb e r m e a s u r e m e n t t o t a lr e c e i v e rd 0 w e rc o n s 啪p t i o ni sl2 0 m wi nw c d m am o d e 锄d 7 0 m wi ng s m m o d e ，s u p p l yv o l t a g ei s1 5 v t o t a lc l l i pa r e ao f 如l l yi n t e g r a t e dt l i s5 1 x 5 5 m m 2 v a b s l 】a c t k e yw o r d s ：m u l t i - m o d e ，n “t i - b 锄d ，r f 托c e i v e r ，c m o s ，s y s t e md e s i g n ，l n a ， c u 玎c n t m o d ep 勰s i v en l i x e r ，t r a 邮i i n p e d a n c e 锄p l i f i e r ，d co 仃s 吒 s e c o r l d o r d e r 缸e 珊o d u l a t i o n ，i q 血s m a t c h c l cn u m b e r ：硼n 4 ，啊呵9 2 第1 章前言 第1 章前言 全球的移动通信市场正呈现出两个显著特征，一方面是庞大的移动用户群体， 截止到2 0 1 0 年底，全球移动通信用户已超过5 0 亿，其中9 9 为功能性手机 ( f e a n 鹏p h o n e ) 用户，如图1 所示【1 。另一方面则是以智能手机和平板电脑为代 表的移动互联网正在快速发展和普及。据思科岍研究报告统计【2 】，2 0 1 0 年全 球移动数据流量比2 0 0 9 年增长1 5 9 ，达到每月2 3 7p b ( p e t a b y t e ，l p b = 1 0 ”b y t e ) ， 相当于6 千万张d v d 的数据。预计2 0 l5 年的全球移动数据流量将达到每年7 5 e b ( e x a b y t e ，l e b = 1 0 埔b y t e ) 。相当于1 9 0 亿张d v d 的数据或2 0 0 0 年全球固网和移 动i p 流量的7 5 倍。这一显著的移动数据流量增长主要来源于对移动产品持续普 及的市场预期。 薹 墓 = 墨 至 8 ，伽d 7 - o 6 ，o 5 o 蛳 3 o 2 便m ，湖 o 翱嘲l cc | 删柏l 一e t 摹 图l 全球移动终端的市场和成长空间 与此相对应，终端射频芯片目前也呈现出两大发展趋势：一是适用于功能性 手机的芯片强调低成本和高集成度，终极目标是单芯片手机( s i n g l ec h i pp h o n e ) ； 二是适用于智能手机或平板电脑的射频芯片则要求能同时支持多种标准的无线 通信协议，包括w i f i 、b l u e t 0 0 t h 、g s m e g d e 、w c d m h s p a 以及4 g 的w i m 戤 或l t e 等等。虽然成本方面的考虑较少，但高端芯片因为支持更多模式和功能， 甚至要利用m i m o 或分集( d i v e r s i t y ) 收发机架构提高性能，对功耗和集成度也有 很高的要求。 另外，移动通信频段在全球各地的分布至今没有统一，如图2 所示全球对 w c d m a 不同频带的支持情况【3 】。无论针对哪一类终端市场，射频芯片都要求 能支持多个频带以满足用户全球漫游的需要。一块芯片全球供货的模式也能有效 降低手机开发商的生产和测试成本。 第1 章前言 为满足终端市场对高性能，高集成度的多模多带射频j 卷片的需要，c m o s 射频终端芯片的发展从9 0 年代末开始至今十余年间，不断向着高性能，低功耗， 多模多带和s o c 系统集成的方向发展。期间重要的里程碑包括1 9 9 7 年第一款全 集成的c m o s 射频收发机( 1 u m ) 4 ，1 9 9 9 年c m o sg s m9 0 0 射频收发机( 0 2 5 u m ) 5 1 ，2 0 0 6 年四带g s ms o c ( 9 0 n n lc m o s 工艺，集成射频收发机，数字基带和应 用处理器) f 6 1 和2 0 11 年全集成的w c d m g s m 多模多带s o c ( 6 5 啪) 7 】。随着 二 艺和设计技术的不断进步，c m o s 无论在成本和集成度上都已具备无可比拟的 优势，已成为终端射频芯片的主流选择。 图23 g p p 全球3 g 频带分柿 本文研究对象为双模多带可配置c m o s 射频接收机，兼容2 g 3 g 移动通信 标准，支持8 5 0 9 0 0 1 8 0 0 1 9 0 0 四带g s m 和i m t2 1 0 0 ( b a n di ) w c d m a 。论文 主要工作和创新在第三至第五章中： 第二章简要介绍了射频接收机的一些重要概念，如系统架构，正交调制解调 的意义和影响，接收机动态范围和信噪比，以及零中频接收机面临的二阶失真和 直流失调问题。 第三章分析了适用于多模多带接收机的体系架构，论证了窄带多模架构的可 行性。从3 g 国际标准出发推导了s a w l e s sw c d m a 接收机的系统指标并利用 雏于s n r 计算的级联链路分析技术和行为级系统仿真进行系统设计，得到模块 级的噪声、增益、线性度和滤波器选择性等电路指标。最后针对全集成收发机：卷 片的噪声耦合和隔离提出了整体系统规划( f l o o r p l a n ) 的方法。 第四章研究了接收机核心模块的电路级设计技术。具体包括考虑输入端寄生 效应的窄带l n a 优化设计方法以及电流模式无源混频器的增益，噪声和线性度 性能优化技术。对零中频接收机的直流失调和二阶失真的产生机制和校准技术也 进行深入研究并提出基于数字辅助校准技术的解决方案 第五章介绍了两版接收机芯片的测试验证结果，j 占片均用0 1 3 啪r f c m o s 工艺实现。目前已完成完整的射频性能测试和部分接收机系统级测试，各项性能 指标达到设计目标，并与国际一流水平进行了比较和分析。 第六章是全文的总结。 2 一 第2 章射频接收机原理 第2 章射频接收机原理 2 1 接收机架构 在无线数字通信系统的接收端，射频信号从天线端到数字基带之间需要经过 一系列的信号处理过程。概况来说，射频接收机完成的信号处理仅包括四个方面 的功能： ( 1 ) 微弱小信号的放大。 ( 2 ) 对干扰信号的滤波。 ( 3 ) 将通带信号频率转换为基带信号。 ( 4 ) 将连续模拟信号转换为数字信号( a d c ) 。 随着近年来对射频接收机研究的不断进展，关于其系统架构的新概念层出不 穷。但我们只要理解这四个基本功能，射频接收机的架构设计无非就是这些功能 模块的排列组合。值得注意的一点是这些基本功能模块并没有刻板的先后顺序限 制，随着c m o s 数字工艺的不断发展，a d c 在整体架构中的位置有逐渐提前的 趋势，传统模拟信号处理如放大，滤波和变频越来越多被移入更灵活、高效、低 成本的数字信号处理领域。 h e 协r o d y n e d 的舱卜i f z e r o - l f d i g i t a i - l a w i f b b a m p 图3 射频接收机架构 图3 列举了几种典型的接收机架构。数字中频( d i g i t a li f ) 架构提出于9 0 年 代末，a d c 采样中频信号后在数字域处理中频混频和信道选择滤波，该架构目 前在基站接收机得到广泛应用【8 】。零中频( z i f ) 可以算是概念上最简单的架构之 一，易于高度集成是其主要优点。但直接把射频信号变换到直流会引起二阶交调、 - 3 - r 第2 章射频接收机原理 直流失调和l f 噪声等设计困难，尤其是1 f 噪声，对用c m o s 工艺实现信道带 宽很窄的系统是一个严重问题 9 【1 0 】。数字低中频( d i g i t a ll o w - i f ) 可以很大程度 上避免这些问题，而且射频模拟前端和零中频架构几乎一致可以复用。因此在对 集成度要求很高的移动终端上，零中频和数字低中频架构已经得到业界的普遍认 可和应用。 虽然理想的软件无线电( s o j f l w ，鹏d e f m e di 己a d i o ) 【l1 】短期内看不到在手持设 备上实现的可能性，但近年有一些研究尝试把a d c 中的采样和量化功能分开， 将采样尽量提前，即各种r f i fs 锄p l i n g 架构 1 2 】【1 3 】【1 4 】，其中利用了大量的离 散模拟信号处理技术( 主要是过采样和开关电容技术) 来实现频率转换，放大和滤 波。这类架构并不在本文的讨论范围。 2 2 动态范围 动态范围这个词对接收机设计非常重要但其定义过于宽泛，极易引起混淆。 这里对动态范围的意义进行阐述以理清一些重要概念，并论证了用信噪比和 s f d r 来推导接收机各个模块的噪声和线性度指标的可行性，为下一章系统级链 路分析打下理论基础。 2 2 1 接收机动态范围和a d c 动态范围 图4 接收机动态范围和a d c 动态范围 “t h c 加册缸懈矽口肌d 6 妇s ，口】胁刀陀卯舰ri sm e 岫) ms i 酬p o w e r 啪g e a l m e 锄t 锄p o n o f 也er e c e i v e ro v 盯w 量l i c hm ed a ：t ae n d r 眦( b e r0 rf e r ) d o 髓n o t e x c e e d a 等p c c i f i e d 砌u e 4 r 第2 章射频接收机原理 直流失调和l f 噪声等设计困难，尤其是1 f 噪声，对用c m o s 工艺实现信道带 宽很窄的系统是一个严重问题 9 【1 0 】。数字低中频( d i g i t a ll o w - i f ) 可以很大程度 上避免这些问题，而且射频模拟前端和零中频架构几乎一致可以复用。因此在对 集成度要求很高的移动终端上，零中频和数字低中频架构已经得到业界的普遍认 可和应用。 虽然理想的软件无线电( s o j f l w ，鹏d e f m e di 己a d i o ) 【l1 】短期内看不到在手持设 备上实现的可能性，但近年有一些研究尝试把a d c 中的采样和量化功能分开， 将采样尽量提前，即各种r f i fs 锄p l i n g 架构 1 2 】【1 3 】【1 4 】，其中利用了大量的离 散模拟信号处理技术( 主要是过采样和开关电容技术) 来实现频率转换，放大和滤 波。这类架构并不在本文的讨论范围。 2 2 动态范围 动态范围这个词对接收机设计非常重要但其定义过于宽泛，极易引起混淆。 这里对动态范围的意义进行阐述以理清一些重要概念，并论证了用信噪比和 s f d r 来推导接收机各个模块的噪声和线性度指标的可行性，为下一章系统级链 路分析打下理论基础。 2 2 1 接收机动态范围和a d c 动态范围 图4 接收机动态范围和a d c 动态范围 “t h c 加册缸懈矽口肌d 6 妇s ，口】胁刀陀卯舰ri sm e 岫) ms i 酬p o w e r 啪g e a l m e 锄t 锄p o no f 也er e c e i v e ro v 盯w 量l i c hm e d a ：t ae n d r 眦( b e r0 rf e r ) d o 髓n o t e x c e e d a 等p c c i f i e d 砌u e 4 第2 章射频接收机原理 “t h e 加口所记朋鸭弘。口，l 彳d ci sh e r ed e f i n e d 鹳t l l em a ) 【i m l 瑚e h e c t i v es i g n a l - t 0 一( n o i s 叶d i s t o n i o n ) r a t i o ”【15 】 本文引用文献 1 5 】对接收机和a d c 动态范围的定义( 原书第2 7 7 和2 8 4 页) 。 每个无线通信标准都有其确定的接收机动态范围指标，其下限为参考灵敏度( r e f s e n s i t i v 畸) ，上限为最大输入功率。如g s m 标准定义的接收机动态范围为 - 1 1 0 d b n 卜2 5 d b m ，w c d m a 标准为10 6 7 d b m 2 5 d b m 。注意参考灵敏度并非 完全取决于噪声，还与信号调制和编码等具体基带实现方式有关。a d c 的动态 范围上限是满摆幅信号幅度( f u l l s c a l ei n p u tl e v e l ) ，下限为噪底，主要取决于量化 噪声。接收机通过自动增益控制( a g c ) 将输入信号放大到某个合适的幅度提供给 a d c ，保证a d c 输出能有最好的信噪比。考虑输入信号的峰均比( p e a ka v e r a g e 默i o ) 和无线信号经过多径信道后可能产生的多径叠加( c o n s n u c t i v ef 甜i n 蓟，该幅 度一般比a d cf u l l s c a l e 小1 0 一1 5 d b ，称为a d cb a c k o 研1 6 】。 经典的系统设计要求射频模拟前端在a d c 前能提供所有的放大和滤波功能， 这样a g c 范围不但需要完全覆盖接收机动态范围，还要留有足够的裕度以应对 接收机增益在不同工艺，温度和频率条件下可能产生的变化。比如w c d m a 接 收机在考虑上下各1 0 d b 的裕度后a g c 范围将超过1 0 0 d b ，这将使零中频接收 机的设计难度大幅提高，尤其是直流失调和i q 增益失配。 然而随着现在a d c 设计技术的不断提高和数字电路的成本不断下降，部分 a g c 范围可以在数字域实现。这在很大程度上减轻了射频模拟前端的设计负担， 相应的，a d c 动态范围的选取就涉及到很多整体系统上的折中。主要限制是邻 道干扰( a d j a c e n tc h a n i l e l i n t e 疵r e r ) 或窄带阻塞信号( n 卸r o wb a n db l o c k e r ) 。图4 给出了一种典型情况，有用信号很微弱，但邻道干扰或窄带阻塞信号非常强。完 全依赖模拟滤波器滤除这些干扰往往代价太高，还会引起带内信号失真( 纹波和 群延时) 和码间干扰( i s i ) 9 】等其他问题。所以干扰信号经模拟滤波后其幅度可能 仍远大于有用信号，a g c 控制模拟基带输出的总功率达到a g c 的目标值。为保 证有用信号的正确识别，a d c 量化噪声必须低于接收机输出噪底1 0 d b 以上 ( n o i m a r 画n ) 。显然，a d c 动态范围越大，量化噪底越低，对接收机前端放大 和滤波的要求也就越低，对理想a d c 射频模拟前端只需要提供抗混叠滤波。 a d c 输出的残留干扰信号仍必须通过数字滤波器滤除，但数字滤波器并不 是免费的午餐，更高的阻带抑制要求( 阶数) 和速度意味着更多的芯片面积和功耗。 总之，利用高动态范围a d c 降低了对射频模拟前端的动态范围要求，但系统整 体性能的优化需要综合考虑射频、模拟和数字各个部分。 2 2 2 信噪比和s f d r 上文的接收机动态范围是对接收机整体系统级的基本指标，本节讨论模块级 的基本指标。根据通信系统理论，基带解调的b e r 性能对应信噪比【1 7 】。射频设 计中的信噪比定义为信号带宽内的信号平均功率与噪声功率比( 广义来说这里的 噪声包括任何落在信号带宽内的干扰) ，对于载波射频信号就是c n r ( c a r r i e rt o n o i s ei 乇a t i o ) ，对于模拟基带信号就是s n r ( s i g n a l t on o i s er a t i o ) 。各通信系统对 满足基带解调要求的s n r 都有各自的要求。在输入测试信号时，接收机通道上 每个模块的输出s n r 都必须大于系统要求值，我们知道噪声系数定义为模块输 - 5 - 第2 章射频接收机原理 出洲己与输入s n r 之比，由此便可以推得接收机各个模块的噪声系数指标。这 种基于s n r 的分析方法是本文3 3 节接收机系统链路分析的理论基础。 因为信噪比与输入测试信号的绝对幅度有关，对电路设计者来说，另一个有 意义的模块级指标为无杂散动态范围s f d r ( s p u r i o u s 一仔e ed y n a i l l i cr 觚g e ) 9 】【1 8 】， 图5 ( a ) 解释了s f d r 的概念。 r 础l a 哪jl o i p 3 i 卜，3 b o 1 7 乡i i p 3l、 1 厂 l 一 蹦删一l 譬n 图5s f d r 当输入信号幅度为a i 时，输出幅度与输出噪声一样大，s n u t - 0 d b 。随着 输入信号幅度增大，输出s n r 也逐渐增大，此时s n r 主要受限于噪声。当输入 信号幅度为b i 时，输出信号幅度为b o ，而三阶交调分量i m 3 的幅度与输出噪声 一样大，此时输出s n r 为最大值，即s f d r 。若输入信号进一步增大，输出s n r 受i m 3 限制开始减小。由图5 ( a ) 中两个相似三角形的比例关系不难求出： 删= 詈( 凹3 一d ) ( 1 ) 考虑如图5 ( b ) 所示的输入信号经过0 d b 增益的放大器，输出i m 3 落在信号 带宽内。当干扰信号输出与输出噪声的相对功率比为s f d r 时，i m 3 的功率等于 输出噪声功率，此时输出信噪比恶化n f + 3 d b 。因此，s f d r 表征的是存在非线 性失真( i mp r o d u c t ) 时电路能容忍的最大干扰信号强度。s f d r 将干扰信号的幅度 同模块电路的噪声和线性度性能结合起来，由此出发可以推得接收机各个模块的 线性度指标( i i p 3 或i i p 2 均可) ，本文3 3 节有迸一步深入讨论。 值得提醒注意的一点是a d c 设计者所习惯的阶浓和s f d r 【1 9 】与通信射频 系统中所惯用的概念并不一样。 2 3 二阶非线性和直流失调 零中频接收机的主要性能限制是二阶非线性和直流失调，两者在差分电路中 的来源主要是器件失配，在存在干扰信号情况下，其二阶交调( i m 2 ) 会落在直流 附近，影响带内信号。如果干扰信号有幅度调制，输出将包含直流失调，如图6 6 第2 章射频接收机原理 m 0 d u l a t e dc w ln t e r f 色r e r b i o c k e r w i t hi p 2 图6i m 2 对零中频接收机的影响 i m 2 在基带放大器中，直流失调除了可能使后级放大器饱和和影响基带信号解调 外，与三阶非线性相互作用也会产生二阶失真，即使差分电路本身完美匹配【2 0 】： 瓷 因此二阶失真和直流失调是互相影响的，每一级的输出失调电压耦合到下一 级都会恶化下一级的i p 2 ，后果是逐级恶化的直流失调和二阶失真。这一结论对 射频接收机系统同样成立( 见4 4 1 2 ) 。对于混频器，除器件失配外，引起二阶失 真和直流失调的第二个原因是有限隔离造成的信号泄漏，有几个方面： ( 1 ) l n a 或混频器跨导级的二阶失真经由r f i f 泄漏穿通到基带，产生i m 2 或d c 。 ( 2 ) 输入端的阻塞干扰信号泄漏到l o 端，经混频器自混频到基带，产生i m 2 或d c 。 ( 3 ) l o 泄漏到天线端，经反射再进入接收机自混频到基带，产生d c 。 ( 4 ) l o 泄漏到天线端，输入又有阻塞信号，即使前端电路本身没有二阶非线 性，仍会产生i m 2 【2 l 】【2 2 】。 实际情况下有限隔离造成的直流失调都有可能是动态的( 时变的) ，这使得分 辨d c 失调与有用信号变得更加困难( 尤其是信号带宽本身就很窄时) ，而且i q 两路产生的直流失调和二阶失真都不一样。这些都增加了零中频接收机设计的难 度和复杂性。本文将在4 3 节和4 4 节对直流失调和二阶失真的原理和消除技术 进行深入分析。 2 4 i ，q 正交性 现代无线数字通信系统的一大特点是利用正交载波复用技术，要求发送机和 接收机分别使用正交载波调制和解调。正交信号初看并不易理解，但在通信系统 设计中又是一个非常重要的概念，在这里有必要做一下说明。更深入的讨论推荐 参考【2 3 】。 7 一 第2 章射频接收机原理 2 4 1 正交载波调制的概念 正交载波调制是一种将复数基带信号调制到射频载波上进行传输的技术。实 际上相当于两个载波相位正交的系统并行工作。图7 解释了其工作原理。 图7 正交载波调制的收发机系统 实际通信系统中的发送基带输出通常是复数信号比特流h ( t ) q q ( t ) ，有复 杂的帧结构。每个帧由不同部分组成如数据包、命令码、导频和同步码、校验码 等，这些部分可能各自经过不同的基带调制获得，如各类p s k 、q 蝴、o f d m 或扩频调制。发送机将复信号的实部i t x ( t ) 和虚部q r x ( t ) 分别调制到两个相互正 交的载波信号上同时发送。同样，接收机通过正交载波恢复复信号的实部i r x ( t ) 和虚部q r x ( t ) ，把复数信号比特流i r x ( t ) + j q 烈t ) 送给基带进行解调。其过程可以 表达为 肚( f ) = ( f ) c o s ( q f ) 一鳓( f ) s i n ( 皱f ) = 肛l ( ( f ) + 鳓( f ) ) i ( 3 ) k ( f ) + ，鳓( f ) = 灯( f ) ( c o s ( q f ) 一，s 访( 皱f ) ) = 灯( f ) p 一脚 ( 4 ) 不难发现所谓正交载波调制就是复基带信号与解析信号( a i l a l l 如cs i g n a l ) 的混 频，实际发送的信号l 疆( t ) 为复混频输出的实部。注意正交载波调制和我们熟悉 的数字通信正交调制方式( 如q p s k 或q a m ) 并不完全是一回事，虽然从形式上 看与带通q p s k 调制非常相似【17 】。 2 4 2 正交载波调制的意义和影响 正交载波调制的一个明显好处是通带信号传输所需要的带宽可以减少一半。 在射频系统架构设计中的另一个广泛应用是镜像信号抑制。一个很好的例子是数 字低中频架构，下一节推导了其工作原理。然而，无论对发送或接收电路的设计 者而言，正交调制带来的现实困难在于保证i q 两路混频之间的正交性。本文在 第二章对影响正交性的因素做了进一步分析并在第三章给出一些电路设计上的 解决技术。 2 4 - 3 数字低中频架构的原理分析 数字低中频接收机结合了数字中频架构和直接变频架构，去除了片外镜像滤 波器和中频滤波器，同时又很大程度上减轻了困扰零中频架构的直流失调和l ，f 噪声问题，但镜像干扰仍然是限制低中频接收机性能的一大问题。本节利用复信 号分析的方法解释了该架构的镜像抑制原理，为下面进一步讨论打下基础。 _ 8 - 第2 章射频接收机原理 2 4 1 正交载波调制的概念 正交载波调制是一种将复数基带信号调制到射频载波上进行传输的技术。实 际上相当于两个载波相位正交的系统并行工作。图7 解释了其工作原理。 图7 正交载波调制的收发机系统 实际通信系统中的发送基带输出通常是复数信号比特流h ( t ) q q ( t ) ，有复 杂的帧结构。每个帧由不同部分组成如数据包、命令码、导频和同步码、校验码 等，这些部分可能各自经过不同的基带调制获得，如各类p s k 、q 蝴、o f d m 或扩频调制。发送机将复信号的实部i t x ( t ) 和虚部q r x ( t ) 分别调制到两个相互正 交的载波信号上同时发送。同样，接收机通过正交载波恢复复信号的实部i r x ( t ) 和虚部q r x ( t ) ，把复数信号比特流i r x ( t ) + j q 烈t ) 送给基带进行解调。其过程可以 表达为 肚( f ) = ( f ) c o s ( q f ) 一鳓( f ) s i n ( 皱f ) = 肛l ( ( f ) + 鳓( f ) ) i ( 3 ) k ( f ) + ，鳓( f ) = 灯( f ) ( c o s ( q f ) 一，s 访( 皱f ) ) = 灯( f ) p 一脚 ( 4 ) 不难发现所谓正交载波调制就是复基带信号与解析信号( a i l a l l 如cs i g n a l ) 的混 频，实际发送的信号l 疆( t ) 为复混频输出的实部。注意正交载波调制和我们熟悉 的数字通信正交调制方式( 如q p s k 或q a m ) 并不完全是一回事，虽然从形式上 看与带通q p s k 调制非常相似【17 】。 2 4 2 正交载波调制的意义和影响 正交载波调制的一个明显好处是通带信号传输所需要的带宽可以减少一半。 在射频系统架构设计中的另一个广泛应用是镜像信号抑制。一个很好的例子是数 字低中频架构，下一节推导了其工作原理。然而，无论对发送或接收电路的设计 者而言，正交调制带来的现实困难在于保证i q 两路混频之间的正交性。本文在 第二章对影响正交性的因素做了进一步分析并在第三章给出一些电路设计上的 解决技术。 2 4 - 3 数字低中频架构的原理分析 数字低中频接收机结合了数字中频架构和直接变频架构，去除了片外镜像滤 波器和中频滤波器，同时又很大程度上减轻了困扰零中频架构的直流失调和l ，f 噪声问题，但镜像干扰仍然是限制低中频接收机性能的一大问题。本节利用复信 号分析的方法解释了该架构的镜像抑制原理，为下面进一步讨论打下基础。 _ 8 - 第2 章射频接收机原理 图8 数字低中频接收机架构 在图8 的功能框图中，中频信号可以表示为 伊( ，) = k ( f ) + - 鲸( ，) = 灯( f ) ( c o s ( f ) 一_ ，s i n ( r ) ) = 尺f ( f ) e 一鲥 ( 5 ) 经l p f 和a d c 后将中频模拟信号转换为数字信 伊( ，) j 伊( 刀) = k ( 甩) + _ ，鲸( 力) 这里数字中频信号为复数，因此第二次下混频需在复数域进行， 船( 力) = ( 刀) + 如( 刀) = o ( 以) c o s ( 刀菇) + 鳓( 力) s i n ( 刀磊) + ( k ( 刀) s i n ( 甩五) 一鲸( 刀) c o s ( 刀五) ) = ( k ( 靠) + - j f q ：旷( 力) ) ( c o s ( 国扣刀五) 一j f s i n ( 仞扣刀五) ) = 伊( 刀) p 一鳓一 可以看到这一架构的特点是两次下混频都是正交混频。借助复频域的概念【2 3 】可 以更直观地理解这一过程。 首先，根据欧拉公式c o s ( 纠) 一s i l l ( 刎) = p 一埘得到解析信号作为本振。 c o s 纠 + 一- ，s i n 耐 图9 正交本振信号的合成 9 一 第2 章射频接收机原理 接收到的射频输入为实信号( 图1 0 ) ，注意实信号的定义并非为只有实部分 量的信号，而是实部分量( 红色，对应i 路信号) 在频域是偶函数，虚部分量( 蓝色， 对应q 路信号) 在频域是奇函数的信号【2 4 】。i q 两路信号因为正交性而互不相关。 输入信号在l o 的中频频偏处存在镜像信号( 黑色，为简化表示只画出实部分量) 。 i m a g 图1 0 低中频接收机第一次正交下混频 在频域观察( 图1 0 ) ，输入信号与解析本振信号卷积并作低通滤波去除高频 分量后，得到中频信号。因为解析信号并没有正频率分量，所以镜像和有用信号 并不会混在一起。为把有用信号搬移到d c 上且避免镜像信号的混叠，第二次数 字下混频必须也是正交下混频，如图1 1 所示。如果第二次混频不是正交的，那 么混频前必须用复数滤波器先滤除负频率上的镜像，这是p o l y p h a s ef i l t e r 在低中 频架构中的应用【2 5 】。 r e a i 图1 1 低中频接收机第二次正交下混频 i m a g 混频输出经简单低通滤波就可以去除镜像信号，并直接恢复出i q 两路的基 带数据。 2 4 4 i q 失配 正交混频之所以能抑制镜像是因为本振信号为解析信号，没有正频率分量 ( 如图9 ) 。然而实际情况却并非这么理想，因为两路的正交载波信号产生， 混频和基带信号处理在电路实现上是分开的，因此i q 两路之间不可避免存在失 配。l q 失配是增益误差( g 如e 玎0 r ) 和相位误差( p h a s ee 哟r ) 的统称，对低中频接 1 0 第2 章射频接收机原理 收机而言由此产生的主要问题是镜像抑制受限，对零中频接收机则会导致接收 e v m ( e 玎0 rv e c t o rm a g l l i t u d e ) 的恶化。 2 4 4 1 镜像抑制 这里利用复频域概念解释i q 失配对镜像抑制的影响，虽然推导方式不同， 但结论和 1 5 】是完全一致的。为便于分析且不失一般性，假设i 路本振为c o s ( t ) ， q 路本振为( 1 + ) s i n ( 蚶e ) 。即增益误差为1 + ，相位误差为e 。如图1 2 所示i q 两路本振合成后不再是理想的解析信号。 l m a g + i m a g c o s 耐 一_ ，( 1 + 占) s i n ( 刎+ 9 ) i m a g 图1 2 存在i q 失配时的正交本振信号合成 o q 路本振沿实数和虚数轴分解，并和i 路本振合成后，发现非理想本振信号 有四个频率分量 1 ( 1 + ( 1 + 占) c o s p ) p 一 2 ( ( 1 + 占) s i n 口) e 一埘 3 ( 1 一( 1 + g ) c o s 秒) p 埘 4 ( ( 1 + ) s i n 秒) e 埘 其中两个正频率分量( 3 和4 ) 会导致镜像信号的混频。考虑零中频接收机中 将该本振信号与单音输入a c o s ( i 。t ) 混频( 频域卷积) 的情况，如下面图1 3 ： i m a 口 图l3 单音输入与非理性正交本振的下混频 _ 1 1 - 第2 章射频接收机原理 有用信号输出为输入正频翠分量和l o 负频翠分量混频的