（微电子学与固体电子学专业论文）基于物联网的cmos功率放大器的设计.pdf

中文摘要 中文摘要 摘要：随着现代数字移动通信技术的发展，采用现代数字移动通信技术在当今社 会中已经越来越流行。它与人们的生活息息相关，逐渐成为了社会发展的重要手 段。 射频发射机主要实现基带信号对载波的调制，将其变为通带信号，调制到所 需要的频段上，并且用一定的功率发射出去。其中的射频功率放大器电路的作用 是放大射频信号，并且以高效率输出大功率为主要目的。射频信号的功率放大， 其实质是在输入射频信号的控制下将电源直流功率转换成高频功率。它主要应用 于各种无线发射机中。功率放大器是通信系统中非线性最强的器件之一，其非线 性失真将导致频谱扩展而干扰邻道信号并恶化误码率。运用一些线性化的技术可 以有效地改善功率放大器的线性度。同时，从集成电路的发展来看，c m o s 工艺 是当前集成电路制造的主流工艺，以c m o s 工艺实现单片集成的功率放大器会降 低成本，也为将来实现数字基带单元和射频单元的系统单片集成奠定基础。 本文在介绍功率放大器的设计方法的同时介绍了基于0 1 8 u m c m o s 工艺的 2 4 g h z 功率放大器的设计，并给出了前仿真结果、版图以及后仿真的测试结果。 电路采用两级放大的结构，在栅极输入端加入了自偏置电路，优化了线性度并提 出一种新颖的白偏置匹配电路的设计，并将其应用于功放的输出级，动态地调节 输出级的匹配性能。该设计能够在一定程度上改善功放的匹配性能。电路的仿真 结果达到了设计的要求，且被应用于c c 2 5 1 0 芯片的再设计中。 关键词：射频集成电路；功率放大器；c m o s 工艺；自适应匹配 分类号：t n 4 0 2 a bs t r a c t a b s t r a c t ：w i t hm ed e v e l o p m e n to fm em o d 锄d i 西t a lm o b i l ec o m m u i l i c a t i o n t e c l l n o l o g y ， i t sb e c o m i n gm o r ea n dm o r ep o p u l a rt ou s ei ti no u rs o c i e t ya n d 伊a d u a l l y b e c o m i n gm ei m p o r t a n tm e m o d o ft l l es o c i a ld e v e l o p m e n t 1 1 1 ep m a r y 劬c t i o no f r fp o w e r 锄p l i f i e ri st o 锄p l i 匆t h er fs i 印a 1w i mh i 曲 e m c i e n c y i ti sw i d e l yu s e di nd i v e r s i f i e dr a d i o 扛a n s m i t t e r s t i l e e s s e l l t i a lo f 锄p l i 蜘n g s i 阻a 1i st ot r a l l s f o md cp o w e “n t oh i 曲疗e q u c n c yp o w e r t l l ep o w e r 锄p l i f i e r ( p a ) i s o n eo ft h es v s t e m sw h i c hh a v em es 们n g e s tn o n - 1 i n e 碰t yi nc o 删n u m c a t i o ns y s t 锄 t l l en o n 1 i n e 耐t yw i l ll e a d t o e x p a l l dt h es p e c 扛u m i n t o a d j a c e n t c h a l l l l e l s a i l d d e t 舐o r a t e sm er a t i oo f b i te n d r u s i n gs o m e1 i n e a rt e c h n o l o g yc a i le 骶c t i v e1 m p r 0 v e t h el i n e a r i t yo fm ep o w e ra i r l p l i f i e r a tm es a m et i m e ，c m o st e c l u l 0 1 0 9 yi s t l l e m a i n s t r e 锄p r o c e s so ft 1 1 ei cm a i 】【u f a c 嘶n gp r o c e s s i i lo r d e rt or e a l i z em e m o n o l i m i c i n t e 野a t e dc m o sp m c e s so fp o w e r 锄1 p l i f i e rw i l lr c d u c et 1 1 ec o s t 讹c hw i l l1 a ym e f o u n d a t i o no fm ed i 西t a lb a s e b a i l du n i ta n dr f u 血ts y s t e mi nt h e 触u r e t h i sd i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e st h ed e s i g no fa2 4 g h zc m o sp o w e r 锄p l i f i e rb a s e d o na0 18 u mc m o st e c l 1 0 1 0g y t h er e s u l to fp r e - s i m u l a t i o n 、p o s t s i m u l a t l o n a n d 1 a y o u tw i l lb es h o w ni nt h i sp 印t h ed e s i 印w i l lb ei m p l e m e n t e d i nt w o 。s t a g ec l r c u l t as e l f - b i a sc i r c u i tw i l lb ea d d e di nt 1 1 eg a t ew h i c ho p t i m i z e st 1 1 el i n e 撕t yr a n g eo tt l l e o u t p u tp o w e r b e s i d e st h a t ，m ed i s s e n a t i o np r o p o s e sa 6 e s ha d a p t i v em a t c l l i n gw h i c h w i l lb eu s e di nt h eo u t p u ts t a g eo ft h ep a ，d y i l 锄i c a l l ya d j u s t i n g t h em a t c h i n g 口酬陆m a l l c eo ft h eo u t p u ts t a g e t h es i m u l a t i o nr e s u l tm e e t sm ed e s l 鲈r e q u l r e i i l e n t s a n dw i l lb eu s e di nm ec c 2 5 1 0 k e y w o r d s ：r f i c ；p a ；c m o s ；a d a p t i v em a t c h i n g c l a s s n o ：t n 4 0 2 v 1 l 致谢 本论文的工作是在我的导师刘章发教授的悉心指导下完成的，刘章发教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢三年来 刘章发教授对我的关心和指导。 刘章发教授悉心指导完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给予了 我很大的关心和帮助，在此向刘章发教授表示衷心的谢意。 刘章发教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示衷 心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，徐胜静、张昆等同学对我论文中的研究工作 给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 序 序 c c 2 5 1 0 芯片是t i 公司针对片上系统推出的一款芯片，它适用于2 4 g h z 和 1 g h z 频率范围的无线应用。c c 2 5 1 0 逐渐成为了t i 业界最好的射频收发器，它的 高集成度与低功耗的特性能够满足无线系统对更长电池使用寿命、更小尺寸、更 低成本以及更短开发时间的要求。该芯片主要应用在无线键盘佩标、无线游戏、 运动和休闲设备、遥控以及无线语音。 c c 2 5 1 0 芯片优势明显，特点鲜明。论文主要来源于c c 2 5 1 0 芯片再设计的项 目，作者负责设计中的射频功放部分。在完成功放设计的基本功能之外，作者针 对线性度的优化以及自适应匹配部分提出设计思路，并给出了相应的电路图以及 仿真结果。从结果看来，设计是成功。 本文主要分成六个部分：第l 章将会介绍射频功放的基本现状，以及设计的 难点与挑战；第2 章将会提出常用的c m o s 功放的设计方法，这些方法的运用将 会大大辅助功放设计过程并在此基础上简化设计：第3 章是本文的主体部分，主 要介绍了本次功放的设计方法，电路图以及理论上的计算结果。这些方法包括自 偏置电路的设计和线性度的优化，c a s c o d e 电路的分析以及自适应匹配电路的设计 等。第4 章是电路的前仿真结果，这个结果的取得是基于原理图的。第5 章是电 路的版图设计，包含了版图设计的注意事项以及常用布局方法，电路的版图结果 也将在第5 章展出。同时通过d r c 、l v s 和r c x 的版图后仿真的结果也会在第5 章放出。第6 章是结论部分，从大局上总结了整片论文。提出了论文完成中遇到 的问题，并展望未来。 除此之外，我也非常感谢我的导师给予的悉心指导，对于我论文中遇到的问 题给予的帮助。 由于本人能力有限，因此实验及论文在设计和布局上难免有不足之处，希望 各位老师批评指正 引言 1 引言 1 1 前沿 1 1 1 选题背景 随着现代数字移动通信技术的蓬勃发展，顾客对现代数字通信器件的性能要 求愈发严格，在艰难环境中的保持传输的稳定、以及高效是以后现在数字通信系 统研究的主要任务之一。射频功放是射频发射机的最后一级，它将调制之后的射 频信号放大到一定的功率，使得一定范围内的接收器可以收到符合要求的信号， 但同时不能过度干扰相邻信道的通信，并且还要使放大后的信号不会产生非常大 的失真。各个要求使得功率放大器的设计者要全面地考虑到大量参数的合理以及 有效性，因此功放的设计也成为无线通信系统设计过程中的关键步骤之一。 物联网是新一代信息技术的重要组成部分。物联网，英文翻译过来就是，“t h e i n t e m e to f m i n 2 s ”。顾名思义，物联网就是“物物相连的互联网”。从这里我们可以 看出：首先i n t e m e t 表明互联网依然是物联网的核心，互联网的发展就变成了物联 网；其次，t h i n g s 表明这是实体与实体之间的相互联系，进行的是数据的交换和通 信。所以，物联网的定义是：通过射频识别( r f i d ) 、红外感应器、全球定位系 统、激光扫描器等信息传感设备，按约定的协议，把任何物体与互联网相连接， 进行信息交换和通信，以实现对物体的智能化识别、定位、跟踪、监控和管理的 一种网络。物联网的上述含义是一个“m a d ei nc 1 1 i n a ，的概念，他包含的内容与时 俱进，已经远远超过了1 9 9 9 年a s h t o n 报告所指的范围，其已经带有明显的中国特 性。截至2 0 1 0 年，中国的有关部委正同相关部门，在未来信息技术方发展的各个 方面展开了探索。 1 1 2 当前工艺介绍 射频集成电路对使用的工艺有特殊的要求，工艺设计的差别使得设计思路以 及版图布局出现很大的差异。 r d p 1 1 a t l y e l d 在1 9 3 0 年申请了专利，提出了金属一氧化物一半导体场效应晶体 管( m o s f e t ) 的概念。这个专利早于双极性晶体管的发明。但是由于当时工艺水 平非常低下，大大推迟了m o s 管真正使用的时间。到1 9 6 0 年的早期，初期几代 北京交通大学硕士学位论文 产品都是n 型。直到2 0 世纪6 0 年代的中期，互补型m o s ( c m o s ) 器件出现了。 它同时采用了p 型晶体管和n 型晶体管，并引发了电子产业的一场变革。 c m o s 工艺凭借其优势，迅速占领了全球市场。c m o s 门只需要很少的元件 并只在关断间隙会消耗功率。而这两个显著特点就是它与双极型或g a a s 电路相比 所具有的优势。此外，与其他类型的晶体管相比，m o s 器件的尺寸是可以很可以 按比例缩小的。并且c m o s 电路的制造成本也很低【1 1 。 由于功放电路在频率较大时的状态下工作，因此在i c 工艺选择时，通常采用 的是i i i 族化合物，如g a a s 场效应晶体管等。这使得电路在较大的频率上能够 有很好的性能。然而采用这些工艺制造i c 的费用非常昂贵。但是运用s i g e 、 b i c m o s 的技术来开发i 心p a ，不但造价比运用i i i 族的技术低很多，而且可以 集成在整个器件上，这样就使得整个物品清单的造价大幅下降。随着c m o s 技术 尺寸的逐步缩小，截止频率也得到了大幅度地提升。现在o 1 8 口埘c m o s 工艺的截 止频率可以实现到6 0 g h z ，因此用c m o s 技术设计r f p a 就变得非常有前途。并 且c m o s 技术有造价低廉的得天独厚的优势，已经在全场范围得到了深度的应用。 图1 1 直接上变频结构正交调制发射机方框图 f 培1 1d i r e c tq u a d r a t u r em o d u l a t i o n 廿a n s m i t t e rf r e q u e n c ys t m c t u r e d i a g r a m 如上图1 1 所示。基波信号是在某一信道里的频率和功率都非常高的信号。 因此，需要降低它对隔壁信道信号的串扰。发射机的常见参数是效率、功率和频 谱。 引言 一般来说，发射机的设计分为两种：第一种是将上变频和调制合二为一，在 一个系统里完成，这叫做直接上变频法。第二种是上变频和调试分开，先在频率 比较低的中频上进行调制，然后将调制后信号的上变频挪到发射的载频上，这叫 做超外差式。射频发射机的性能和指标决定了组成其电路模块的指标。发射机的 性能指标主要集中在效率、功率和频谱上。 直接上变频发射机，可以减少滤波的要求，并且系统的结构比较简单。来自 功放的反馈会因为它们在同一个频率而对l 0 产生干扰。如果用一个偏差频率合成 器取代一个直接工作在射频载波频率下的l 0 ，因功放产生的l op u l l i n g 就可 以被大幅度地减弱。 图1 2 超外差式正交调制发射 f i g 1 2s u p 幽e t e r o d y n eq u a d r a t i l r em o d u l a t i o n 仃 m s m i t t e r 超外差发射机( 结构如上图1 2 所示) 允许一个低频道调制信号逐级变频到射 频信号，但是所需要的滤波器可能难以在集成电路中实现。 1 2c m o s 功放设计的难点与挑战 c m o s 功放设计的难点与挑战表现在以下几点： ( 1 ) 与工作频率相比，晶体管的截止频率跟特征频率都不是很高。一般来说， 晶体管的工作频率低于截止频率的1 1 0 ，对于o 1 8 m 的工艺来说，其截至频率大 概为3 0 g h z ，工作频率应该低于3 g h z ，但是一些射频应用都已经超出了这个频率 范围。随着深亚微米工艺的深入，器件的尺寸逐渐减小，晶体管的截止频率和特 征频率逐渐升高，在这方面的要求会相应降低。 ( 2 ) 匮乏精准的射频器件模型。当晶体管在i 工作频率下实现时，寄生效 应非常明显，并且会很大程度上去破坏器件性能，此时器件的参数与一般的器件 模型就相差很明显了，因此需要采用全新的模型r f 模型。因为寄生效应直接影响 着工艺技术水平，所以这一类的模型一般都要依赖生产厂家提供。但是现在很多 生产商没有这样的模型，即使一些生产商提供了符合要求的模型，这些模型也仅 北京交通大学硕士学位论文 仅是对有限元件测试s 参数而拟合出来的。因此这些模型并不能完整精确地表现 出性能。而且s 参数的测试局限于两端口的网络，而对于那些多端口的器件，一 般将其简化为两端口网络。在实际的电路中，很多n m o s 器件的s 和b 都浮空， 连接到了连续变换的信号上，这使得模型描述的晶体管行为与晶体管的实际行为 不一致，从而造成仿真结果和测试结果存在偏差。特别是其s 是由l c 振荡电路组 成时，偏差越发显著。 ( 3 ) 相比于其他的工艺，m o s 器件的1 f 噪声对电路性能的破坏更明显，并 且性能测试时候也非常艰难，厂家也很难提供精确的r fn o i s e 器件模型。 ( 4 ) 无源器件的模型非常匮乏。由于衬底损耗的影响，使得集成无源元件( 特 别是电感) 的品质因子都很低，一些要求严格的器件采用集成无源元件是很难满 足系统要求的。而且，芯片制造厂家也很少提供精确的无源器件的模型，因此给 芯片设计带来困难。 ( 5 ) 衬底损耗的问题。c m o s 技术的衬底并不平整，需要将其看成电阻的原 件。由于耦合作用的存在使得i c 各个器件以及相互之问的连接产生了极大地损耗。 尤其是在深亚微米的技术下，衬底基本利用的是外延型的衬底，所以损耗越发明 显。 ( 6 ) 衬底噪声耦合。在c m o s 技术中，各个元件都是使用相同的衬底。由于 衬底不是理想的地平面，使得每个器件之间会互相干扰，尤其是数字电路模块对 性能的影响非常明显。因为c m o s 技术并没有非常好的隔离手段，所以利用c m o s 技术还需要克服许多困难。 1 3 现阶段c m o s 功放设计的进展 现阶段功放的研究主要分为两个部分：设计单芯片的应用线性化技术的功率 放大器、集成功率放大器。 在文献 2 】中介绍了一种高效率高线性度的功率放大器。采用a 类和b 类相并 联的结构，提高了线性工作的范围以及效率。采用o 1 8 m 工艺，单级功率增益 1 3 2 d b ，输出功率2 l d b m ，p a e 达到4 0 ，p 1 d b 的值为3 6 d b m ，电路的改进之 处就是其相对于其他的a b 类的功放直流功率回退了4 d b 。 在文献【3 中介绍了一个使用0 1 8 m 工艺技术的功率放大器。它使用三级差分 放大，包括完全集成的输入和输出电路，输出电路上应用万型匹配，每一级都工作 在a b 类。由于无源元件的q 值比较低，第三级的效率很低，最大电流也超过 2 0 0 m a 。测量电路，结果显示出，日。为2 2 d b m ，p a e 为1 3 ，功放的增益为2 0 d b 。 最大输出功率为2 4 d b 。 4 引言 在文献 4 】中介绍了一种使用b g a 封装的功率放大器。这个功放同样是采用 o 1 8 “的工艺技术。在5 2 g h z 下的最大输出功率为1 9 5 d b m ，p a e 为3 0 。这 个功放是一个两级的结构。第一级采用a 类，可以很好的提高线性度。第二级采 用的是a b 类，可以提高效率。小信号输入时的功率增益是2 5 d b ，而大信号输入 时的功率增益是1 4 d b 。 随着非线性功放的技术得到越来越多的应用，高效率以及高线性度可以轻易 实现。但是对于深亚微米的技术，击穿电压越来越低。现在通信系统应用非常包 络调制技术，需要运用线性功率放大器。这就意味着要运用到线性功率放大器。 即便电容和电感在c m o s 电路中可以实现，c m o s 也不适于设计性能很好的射频 电路【5 1 。c m o s 功率放大器的优点在于和数字基带部分的集成。在一个比较大的系 统中不会运用到一个单独的c m o s 功率放大器。集成主要取决于系统、电路和版 图的设计，而不在于设计单独的模块。 c m o s 功放的设计方法 2c m o s 功放的设计方法 2 1 功率放大器的概述与分类 2 1 1 传统功率放大器 传统的功率放大器，根据导通角的不同，可以分为a 类、b 类、a b 类、c 类 四种类型。并且这四类放大器都可以通过下图来理解。 v l n v o b r l 图2 1 常用a 类功率放大器模型 f i g 2 1c 1 a s sap o w 盯a m p l 语e rm o d e l 在图2 1 常用a 类功放这个模型中，尺，表示输出负载电阻。大电感b f l 把直 流功率传输到m o s 管的漏极。漏极通过电容b f c 与谐振l c 电路连接在一起，为 的是防止负载中有d c 功耗。同时高品质因子的l c 谐振网络将二阶以上的谐波都 短路到地。这个的优点首先在于晶体管的输出电容可以被吸收进振荡回路；其次 在于振荡回路的滤波功能减弱了非线性引起的频带外的发射。假设震荡回路的q 值足够高，因此l c 电路两端的电压即便是由非f 弦电流提供，也可以很好的近似 为正弦波、 ( 1 ) 波形分析 下图2 2 给出了传统功率放大器的驱动电压： 北京交通大学硕士学位论文 吃 圪 p 图2 2 传统功率放大器的驱动电压波形和输出电流波形 f i g 2 2t r a d i t i o n a lp o w e ra m p l i f i e rm v ev o l t a g ew a v e f b 姗a i l dm eo u t p u tc u h tw a v e f o 瑚 矿， 日、1 9 是输出晶体管的静态偏置电压和静态偏置电流。当偏置电压较a 类功 放低时，只要驱动电压足够高，在信号周期的某一部分时间内，晶体管的驱动电 压将小于晶体管的阈值电压，晶体管将进入截止区，输出电流为o ，也就是说晶体 管不是在整个周期内都是导通的。在一个周期内，晶体管导通部分所占的比重， 称为导通角。正如前面所述，导通角的不同可以把传统功率放大器分为a 类、a b 类、b 类、c 类。如下表2 3 所示： 戮o d e 阂躺鳓i l 撞似l q l l i 糍i e e n t ( h 擎l 繁n e o n l l e ，i o 飘a l l 冀i 懿 a 貉，5o ，2 霄 矗b0 0 。5诊臼。5嚣2 霄 豁oo霄 c 0o9 霄 表2 - 3a 类、b 类、a b 类、c 类功放导通角的区别 t a b l e 2 3c l a s sa ，c l a s sb ，c l a s sa b ，c l a s scp o w e ra m p l i f i e rt 1 1 m o na n g l ed i f r c r e n c e ( 2 ) 输出终端 功率放大器的输出电流中包含有大量的谐波成分，对于传统功率放大器来说， 二阶以上的谐波成分应该被短路到地，使得晶体管输出端的电压仅由输出电流的 基频成分和负载阻抗决定。 功放的叫是： = 去，阮 ( 2 1 ) 而电源上消耗的功耗为： 卿= id y 赴 ( 2 2 ) -_，-t，。l r # 气 c m o s 功放的设计方法 功放的漏极效率是： 1 7 7 ：粤 ( 2 3 )j i d 只c 因此功率放大器的输出功率只。，与漏极效率印都与r 值成正比，而电源上消耗 的功耗与r 的值没有关联。当提高置时，可以同时提高功率放大器的输出功率埘 与漏极效率7 7 。但同时琏的取值受到器件漏极的限制，同时器件漏极又受限于电 压幅度的上限值。器件漏极的电压幅度上限值为2 珞，因此r 的上限值受到匹配 性能好坏的影响： ，：争 ( 2 4 ) 将其带入上两式，可以得到功放的输出功率的上限值： “= 扛毛等赢 ( 2 5 ) 功放的效率的上限值： 2 麦2 蕊焉赫 ( 2 6 ) 吖一 2 匕 2 i2 s i n ( 酬2 ) 一口c o s ( 口j 2 ) i 一 下图2 4 给出了功率放大器的相对输出功率和漏端效率随导通角的变化曲线： 9 北京交通大学硕士学位论文 ，c o i l 抽c f l o l l c l a s s ) aa bb c a n g l 母 图2 4 传统功率放大器的输出功率和效率随导通角的变化曲线 f i g 2 4t r a d i t i o n a lp o w e r 锄p l i 石e rp o w e ro u t p u ta n de 瓶c i e n c y 丽mt h ec o n d u c t i o na 1 1 9 l ec h a n g e s c u r v e 从图中，可以看出，b 类功放的输出功率和a 类功放的输出功率是一样的， 但是不同的是，b 类功放的效率更高可达到7 8 5 ，a 类功放的效率仅仅只有5 0 ， a 类功放的效率比a b 类功放略低，人们通常理解为这三类功放具有一样的功率输 出的能力。通常c 类功率放大器的效率是最高的，并且当导通角逐渐降低时，效 率也逐渐提高。如果导通角等于零，那么c 类功率放大器的效率非常高，约等于 1 0 0 。如果导通角逐渐降低，那么功放的输出功率的上限值随之迅速降低。当导 通角减少为o 时，功率放大器的输出功率也就约等于0 ，这个时候功放不会消耗功 率，但是也不会输出功率给负载，效率达到了1 0 0 。显而易见，这种高效率的功 率放大器是没有任何用处的。 当负载阻抗r 一时，即 n 一l 时，m 1 处于饱和区。如果m 2 也处于饱和区，则可知：k = 一2 。综合上两式可知： 一2 一1 即 2 十巧疗一场1 。同时当m 2 处于饱和区时 亦要满足们 一2 ，弱选取适当的的值使得膨1 处于饱和区的临界点， 那么就有们 巧，z 一1 + 2 一2 即使m l 和肘2 都工作在饱和区的最 小输出电压为两者的过驱动电压之和。 输出电压通过共源共栅的方法可以升高至少1 5 倍，这样就可以降低对器件电 流上限值的要求。 在一些工艺中提供了两类器件类型薄栅和厚栅，前者的特征尺寸比较 小，特征频率比较高，可以提供较高的增益，但是很容易被击穿；而后者的特征 尺寸大，特征频率低，提供的增益小，但不容易被击穿。为了充分利用工艺的潜 力，一种技术是将共源晶体管采用薄栅晶体管，提供相对较高的增益，而共源共 栅技术运用厚栅器件，它能够承受较高的电平值从而不容易被击穿，因此既稳定 了功率放大器的增益，同时增加了输出电平的范围，更深层次的降低了对器件电 流上限值的需求。 但是采用c a s c o d e 技术的缺点就是c a s c o d e 晶体管导通时候相当于一个开关， 存在导通电阻，会引入损耗，从而降低了功放的效率。但是通过增大c a s c o d e 晶 体管的尺寸，可以很大程度上减低导通电阻。此外，采用c a s c o d e 技术的另一个缺 2 7 北京交通大学硕士学位论文 点就是当节点电压保持不变的时候，c a s c o d e 结构提供的电流要小于共源晶体管提 供的电流，因此对驱动电压的幅度会有所要求。c a s c o d e 技术的另一个问题是放大 器的k n e e 电压会增大。但是这些缺点相对于c a s c o d e 的优点来说是微不足道的， 因此这里会运用到c a s c o d e 技术。此外从下图3 5 也可以看出c a s c o d e 与普通共源 结构的不同： w 诳m 嗽 磷i 饿 图3 5 共源共栅结构和共源结构的电流电压曲线比较 f i g 3 5c a s c o d es 劬】c t u r ea n dac o m m o ns o u r c es t m c t u r eo fm ec u r r e n t v o l t a g ec u n r e 从图中可以看出，同样条件下的c a s c o d e 的输出电流要小于共源结构的输出电 流， k n e e 电压要高于共源结构，但是c a s c o d e 结构可以提高更高的电压摆幅。 3 2 3自适应匹配电路 在现在的多变的环境中，众所周知，移动终端的天线受周围物体( 诸如人的 头和手) 的影响很大。一旦输入阻抗发生了变化，信号传输效率就会非常低。更 近一步说，如果阻抗匹配得非常坏，那么传输的功率就有可能被不想要的反馈信 号所影响。因此为了使移动系统更加有效，应该使用自适应匹配系统 1 5 。 人们经常会用一些方法去避免失配，比如多准备一些匹配网络，并且选择性 应用其中一个网络去匹配信号 1 6 】。但是这样的方式只是一个粗略的控制，因为匹 配的效果会受限于匹配网络的数量。这样的系统也只能解决有限范围内的不精确 匹配。 在大多数自适应匹配系统中需要应用大量的数字电路用来测量s 参数的变化 2 4 g h zc m o s 功放的设计 以及控制变化电容的值以适应s 参数的变化从而达到匹配的目的。诸如文献【1 7 但是这样的设计方法需要大量复杂电路，并且对于环境的改变并不能做出及时变 化 本文提出了一种自适应匹配电路的设计，能够很好的对于匹配环境的变化做 出调整以及改变，原理图的框图如下图3 6 所示： 图3 6 自适应匹配电路 f i g 3 6a d a p t i v em a t c h i n gc i r c u i t 这个系统主要应用在传输路径上，它包括：( 1 ) 整流及峰值检测电路，( 2 ) 采样保 持电路，( 3 ) 缓冲电路，( 4 ) 比较电路，( 5 ) 时问常数发生器电路。 可变电容被用作刀型匹配网络中的控制部分。在这个结构中，用于阻抗匹配可 获得的唯一信息就是在i u 源与匹配电路输入端之间的反射系数的绝对值【i8 1 。因 此，一旦不能够测量出反馈系数的相位信息，就无法知道往哪个方向去控制从而 缩小失配。为了解决这个问题，运用了一个测试信号v d e t 。去观察匹配的好与坏。 这样就知道了控制的方向正确与否i l 9 j 。 在设计中避免了直接去测量s 参数的方法而是通过匹配过后电路的电压变化 来起到调节控制的作用 2 0 】。从电路中，可以看出，信号被耦合进白适应匹配电路 里，通过整流以及波峰检测之后，得到的信号再进行采样保持( 假设t l 时刻m o s 开关刚好处于闭合状态，采样通路的电容此时将会被充电，存储电量。直到t 2 时 刻开关断开的瞬间电容充电结束会暂时保持住电压记为v i 。另一通路的电压时刻 为v 2 = v d 嗽m 这样就做到了两个不同时刻下不同电压之间的相比较【2 。) 。当前 状态的电压与之前状态电压的比较通过比较器产生高低电平，电平的高低影响着 恒压源那的c m o s 开关电路控制。c m o s 开关电路控制着可变电容另一端电压的 变化，即控制着可变电容的值【2 2 1 。 2 9 北京交通大学硕士学位论文 整个过程可以描述为：匹配电路之前状态的值被保存住，用来和当前状态值 做出比较：比较的结果产生高低电平影响着c m o s 开关，此开关控制着可变电容 另一端电压的变化值，对于比较的结果产生相应的变化。 这个系统的好处就是 2 3 】： 相比于其它使用了很多数学模型来优化的电路【2 4 1 ，这个电路并不需要太复杂 的计算模型。 当使用一个数学模型时，匹配电路的控制元件应该被设计得非常精确。在这 种情况下，可变电容的非线性对于一个好的系统来是个很严重的问题，因为这种 非线性的仿真通常是很难的，但是在这个系统中却能够接受非线性控制元件。 除此之外，设计的这个系统也可以对其它的可控元件进行处理，比如：电感， 电容，电阻。所以它的适应性非常广泛【2 5 l 。 可变电容控制电压的升高或者降低是通过c m o s 开关调节的。因此很容易根 据系统的响应而得到控制，因为只需要调节电容的值。 在这个系统中，需要注意的就是为了检测反馈，本文在电路中键入了一些耦 合器件，在仿真的时候需要考虑信号的隔离跟耦合。在这里用的是电压跟随器电 路，在电路中电压跟随器一般做缓冲级和隔离级电路，考虑到实际情况经常会在 电压跟随器的输出级放置一个接地电容【2 6 。 同时这里需要指出的就是人体或者周围的相关器件对于阻抗匹配的影响。理 想状态下，负载阻抗的默认值为5 0 q ，但是由于周围相关器件的影响，会使得负 载阻抗的值产生变化。经过检验输入阻抗的值变化为5 0 一，5 0q 至5 0 + ，2 0 q 。 这些值只是一个粗略的估计，这些估计在论文【2 7 】有具体说明。z 。= 5 0 一，5 0 q 的值 是在安装好的四分之一波长的单极天线处测得的，且周围没有操作者的影响。当 周围存在操作者的时候负载阻抗的值就变为z 。= 5 0 + ，2 0 。因此在设计的时候， 负载阻抗的变化范围大约是在这两个范围中间的 2 8 1 。 下图3 7 是电路的设计电路图： 2 4 g h zc m o s 功放的设计 图3 7 自适应匹配电路设计原理图 f i g 3 7t h ea d 印t i v ed e s i g no fam a t c h i n gc i r c u i tp r i n c i p l ed i a g r 锄 原理在上文中己经描述，这里就不再赘述了。但是电路需要加强的是m o s 开 关的开断时间，这个时问决定这这个电路的精度问题【2 9 1 。 下图3 8 是仿真结果图 0 _ s o 攀l o 。o 已。1 s 。q o ) _ 一2 0 ，o 一2 s 0 _ 1 1 广 cu t | _ l l 一妻0 0 0 o 23 4 5 6 图3 8 自适应匹配仿真结果图 f i g 3 8s i m u l a t i o nr e s u l t so fa d a p t i v em a t c h i n g 上图3 8 反应了自适应匹配的一个情况，实际上可以看出，白适应匹配的效果 使匹配性能随着时间一直处于一个好坏变换之间，当然大部分变换的情况比较好。 北京交通大学硕士学位论文 也就是说一个好的匹配情况完全可以在下一时刻变成坏的匹配情况，这种失真会 一直伴随整个电路的过程中。性能恶化到超过可变电容变化范围就会被可以变容 边缘的“闽值”锁定。从图3 8 中我们看出在仿真刚开始时自适应匹配保持了用于控 制可变电容的控制电压的值，这样反馈系数就不会变化直到阻抗的第一次变换， 下一时刻系统经历了阻抗的突然变换，所以反馈系数急剧的变换。然后自适应匹 配系统发挥作用，通过m o s 开关的开断控制电容的变化从而优化匹配参数。 此图也符合最终欲达到的效果。理论设计符合分析情况 3 2 4 设计参数的理论计算 本文将对实验数据先进行理论计算， 验仿真的结果根据实际情况在做出调整， 晶体管的扼流电感一般取值比较大， 容易得算出电感的值。 并以此为基础进行实验设计，再通过实 得出最终的结果。 经常采用的系数因子为1 0 。因此可以很 在r f 电路中，经常认为振荡回路谐振时候的阻值的1 0 倍大约为电抗值： x 职己1 0 冲：1 0 b 兕2 0 ，z 日 ( 3 7 ) 这里取值2 5 柑，在实际的检测中再根据情况进行修改。 后面的参数的选取跟计算与这个类似，只能通过计算得出理论值，并且在随 后的仿真中得出实验值。并且由于实验是在2 4 g 的高频情况下，由于大量的寄生 效应的影响，最终的实验值可能与理论的值相距较远。 首先需要看看阻抗没有变换时候电源电压1 8 v 是否足够大： ( 瑚) z 觚2 二二一= o 0 3 2 4 矽 ( 3 8 ) 2 5 0 可见当电源1 8 v 的时候，功率远达不到所的需要要求。因此需要进行阻抗变 换。阻抗变换后，电阻的最大值为： m 、) z 尺m a x2 = 1 6 2 q ( 3 9 ) 2 o 1 由于晶体管上的电压降以及滤波器和互连线上的功耗损失的影响，选取等效 负载的值为1 2 q ，即设计等效负载为1 2 q 时可以弥补这些损失。除此以外，需要 注意的是，这个值要一直保持关注，当输出功率小于所希望的值时，变换后的电 3 2 2 4 g h zc m o s 功放的设计 阻还必须要更小；当输出功率超过了需要的值，那么提高变换后的电阻可以大幅 度提高效率。当等效负载为1 2 q 时，r f 的峰值电流不超过： 1 8 r = 一= o 1 5 y = 1 5 0 蒯 ( 3 1 0 ) 1 2 第二级m o s 管的d c 漏极电流近似为1 5 0 蒯。漏极电流的峰值是偏置和峰值 r f 电流之和，所以晶体管必须设计成在最小压降时能提供3 0 0 ，州的电流。因此可 以算出漏极的效率： 7 7 ：鱼：l - 3 7 ( 3 1 1 ) 场c o 1 5 1 8 晶体管消耗的功率为： u 1 ( 1 0 3 7 ) = o 1 7 形 ( 3 1 2 ) o 3 7 对于这个功耗，封装跟散热必须设计成使芯片保持在可接受的较低温度下。 但是现实情况下的结果比理论计算中的结果相差较大，尤其是当a b 类功放在 输出摆幅下降的时候会表现出较低的效率；这是因为当放大器传输0 输出功率时 也存在着由d c 偏置电流引起的损耗；因此，如果传输的功率比0 1 w 的目标低， 那么晶体管的功率的损失显著超过0 1 7 w 。如果没有r f 输入时，晶体管所消耗的 与d c 偏置有关的功率值是o 2 7 w 。 同时，需要说明设计的匹配网络和输出滤波器的元件值。 中心频率为2 4 4 1 5 g h z ，带宽为8 0 m h z ，需要的q 值大约为： 2 4 4 1 5 g = 2 9 4 8 3 m l 和c 的电抗值为： 5 0 = 1 6 9 9 8q 2 9 4 即电抗值为5 q 时可以使得所要求的q 值等于，因此： 1 6 6 9 8 z ，= 1 6 9 9 8j = u 2 万2 4 4 1 5 g = o 1 1 ，z h ( 3 1 3 ) ( 3 1 4 ) ( 3 1 5 ) 北京交通大学硕士学位论文 x 门= 1 6 9 9 8jc = o = 3 8 3 5 矿( 3 1 6 ) 1 6 9 9 8 2 万x2 4 4 1 5 g 到这里，需要给隔直电容与阻抗变化网络提供值。可以估计高通匹配网络的q 值为： = 1 7 8 三。：兰 5 0 国0 q 2 7 2 4 4 1 5 g 1 7 8 1 c o = 缈0 q 尺s = 1 8 3 昆h 2 万2 4 4 15 g 1 7 8 1 2 ( 3 1 7 ) ( 3 1 8 ) = 3 0 5 2 矿( 3 1 9 ) 现在考虑输入匹配内容，在输入匹配这部分，本文用的是l 型匹配网络，需 要从输入端看过去，整个阻抗的值为5 0 q 。依照上面同样的方法，可以得出输入 匹配的值，c = 4 5 矿，三= 3 ，甜。在输入端和输出端，都需要加入隔直电容。 此外，在偏置支路上加旁路电容，一般经常用于去耦，并且此电容的值并不需要 太精确，其值对于电路的影响并不大，但是对于电路性能的提高却是非常大。 此外，增益要求大约在2 5 d b 以上，但是单级的功放只能达到2 0 d b 左右，因 此需要增加一个前级放大电路。它能够给予功率上的补偿。这样的前级放大电路 需要5 d b 的增益，考虑到要留出增益裕量，前级驱动电路的增益，希望在1 0 d b 左 右。 就像在理论计算前所述，目前得到的数据是在仿真前的，只限于理论上的实 现。具体的值还需要结合仿真的结果来确定。通过计算机的仿真软件得到优异的 i 生能。 3 3 调试过后的参数 在上面，本文计算了需要使用到的一些器件的具体参数值，这是理论计算的 结果。在仿真中需要再对参数进行相应的调整，得到优化之后的参数。下图3 9 是 整个电路的设计电路图： 2 4 g h zc m o s 功放的设计 图3 9 电路设计原理图 f i g 3 9s c h 锄a t i cc 眈u i td e s i g l l 下表3 1 是原理图上相关器件的值： 表3 1 相关参数的值 t a b l e3 1p a r 锄e t e r sv a l u e 元件名称元件值元件名称元件值 l l 5 9 2 n h c l 5 o p f l 2 1 3 4 2 1 1 hc 2 0 6 2 p f l 3 5 1 1 n h c 3 o 7 2 p f l 4 3 4 7 n hc 4 4 3 p f l d c l 3 1 7 i m c 5 1 6 p f l d c 2 5 1 0 1 1 h c 6 o 5 7 p f r l 1 0 4 kc 7 2 5 p f r 2 2 6 5 c 3 1 8 p f r 3 1 0 4 k c 92 7 p f i k 2 6 5 c i o 1 1 p f n m l 18 0 nn m 218 0 n n m 3 1 8 0 nn m 41 8 0 n n m 5 5 0 0 nn m 6 3 0 0 n n m 718 0 n 上图就是经过仿真结果验证的参数值，这些参数