（微电子学与固体电子学专业论文）高速流水线adc的mdac电路设计.pdf

摘要 摘要 流水线模数转换器( a d c ) 能够在速度、功耗、面积上获得较好的折衷，成为高 速高精度a d c 应用中的主流结构。增益数模单元( m d a c ) 电路作为流水线a d c 的 重要组成模块，是学术界与工业界研究的热点。论文对流水线a d c 的m d a c 电 路进行了研究设计。基于中芯国际( s m i c ) 0 3 5 岬3 3 vc m o s 工艺，设计实现了 适用于1 6 位1 0 0 m h z 流水线a d c 的5 位第一级m d a c 电路。 论文在分析m d a c 电路系统结构的基础上，完成了m d a c 电路的设计，重 点设计了两级c m o s 全差分运算放大器及其开关电容共模反馈电路，以及栅压自 举开关等电路。仿真结果表明，所设计的两级全差分运算放大器的直流增益为 9 6 4 9 d b ，单位增益带宽为2 3 g h z ，相位裕度为5 5 。当采样频率为1 0 0 m h z ，输 入信号为9 9 9 7 5 5 8 5 9 4 m h z 时，m d a c 的s n d r 为8 7 0 5 d b ，s f d r 为9 5 5 6 d b ， 有效精度约为1 4 位，满足1 6 位流水线a d c 第一级m d a c 电路的系统要求。 关键词l 流水线a d c 高速m d a cc m o s a s 柏c t a b s t r a c t p i p e l i ma n a j o g t o - d i g i t a lc o n v e r t e ro 山c ) i s 、) l ，i d e l yu s e di nl l i g l l - s 】p e e d 锄d 1 1 i 曲- r e s o l u t i o n 印p l i c a t i o 船b c c a u s co fi t ss u p 嘶0 rn 们eo 行a m o n gs p e e 也a 嘲锄d p 0 、 ，旺m u l t i p l y i i l gd i g i t a l t 0 - 锄a l o gc o n v e n e r ( m d a c ) c i r c u i t sa r ek e y 劬c t i o n a l b l o c l 【si i lp i p e l i n ea d c 1 1 1 et l l e s i sm l d i e dn l em d a cc 沁u i t so fp i p e l i n ea d c b a s e d o ns m i cc ! 3 5 ”m3 3 vc m o s p r o c e s s ，a5 - b i t1 s tm d a c i sd e s i 弘e d 1 km d a cc 锄 b e 印p l i e di na1 6 b i t1 0 0 m h zp i p e l i n ea d c b 懿e do nd i s c u s s i n gt l l es n - u c t u o fm d a cc 硫u i t s ，t l l ec h u i t so ft l l em d a ca r e d e s i 印e d n l ec h u i t sd e s i 印c o v e r s ：c m o s 允l l yd i 艉r e m i a lo p r l t i o n a l 觚l p l i f i e r ( o p a ) 、析ms 、i t c h c d - c a p a c i t o rc o m m o nm o d ef e e d b k ( c m f b ) ，b o o t s t r a p p e ds 、) l ，i t c ke t c s i m u l a t i o nl l 弱b e e nd o n et 0c l a r i 母t l l ec i r c u i tp e r f i o 姗a l l c e s i i n u l a t i o nr e s u l ts h o w s t l 谢n l ed cg a i l lo fm eo p ai s9 6 4 9 d b ，t l 坞g a i l lb 趾d w i d t l li s2 3 g h z 觚dt l l e p h a s e m a 玛i ni s5 5 0 w h 铋t h ei n p u ts i 印a 1i s9 9 9 7 5 5 8 5 9 4 m h za 1 1 dt l l es 锄p l i i l gc l o c ki s l0 0 m h z t h es n d r 锄ds f d ro f 也eo u t p 眦s i g n a li sr e s p e c t i v e l ya b o l l t8 7 0 5 d b 锄d 9 5 5 6 d b ，、l l i c ha c l l i e v e s1 4 b i ta c c u r a c y 锄dm e e t st l l e 嘲u i r e m e n to f t h es y s t e m k e y w o r d s ：p i p e l i n ea d ch i g hs p e e d m d a cc m o s 第一章绪论 第一章绪论 1 1 概述 现代超大规模集成电路的发展，使芯片的集成度逐渐升高，且数字信号处理 技术使芯片的功能日趋强大。数字电路在芯片中所占的比重较大，因为数字电路 面积小、成本低，且数字信号处理技术已十分成熟。通常情况下，电子类产品处 理的信号为数字信号，但是现实世界中以及电子产品之间进行通信的信号为模拟 信号，所以需要将连续的模拟信号转化为能够被处理的数字信号。这时就需要模 数转换器( 觚a l o g - t 0 d i g i t a lc o n v e r t e r ：a d c ) 将传感器转化来的电信号的模拟量转换 成数字电路可处理的数字量。模数转换器是通信技术以及电子技术发展必不可少 的关键器件。同时无线通信的快速发展对高速高精度的模数转换器的需求量快速 增加。 常见的模数转换器包括闪烁型a d c 、两步式a d c 、流水线a d c 、逐次逼近 a d c 等，且不同结构的a d c 具有不同的特点。其中，流水线a d c 在面积、功耗、 速度和精度方面有着较好的折中，逐渐成为高速高精度a d c 的实现方式之一。流 水线a d c 广泛地应用于数据获取系统( d a c aa c q u i s i t i o ns y s t e m s ) 、数字通信系统 ( d i g i t a lc o i 姗u i l i c a t i o ns y s t e m s ) ，这些系统都需要模数转换器具有较高的精度和速 度。 作为流水线a d c 的核心模块，m d a c 电路的性能对整个a d c 的性能有较大 的影响。研究m d a c 电路对高速高精度流水线a d c 有重要的意义。本论文的目 的是基于流水线a d c 的结构对m d a c 电路进行设计，并设计用于1 6 位1 0 0 m h z 流水线a d c 的m d a c 电路。 1 2 国内外研究现状 在高速高精度a d c 的研究方面国外的起步较早。在国外有大量科研人员在各 著名大学从事a d c 的基础研究工作，s t 锄f o r d 大学和c 甜i f 0 n l i a 大学b e r k e l e v 分 校对a d c 的架构研究贡献很大。伯克利大学的y 眦c l l i u 等人提出一种无源寄生电 容误差平均技术f l j 。该技术是在m d a c 中采用两个采样电容，在采样状态时对前 一级的参差电压依次采样，然后在放大状态对采样电压进行平均处理，来抵消误 差，提高精度。b 面sm u n i l 锄等人提出了数字后台校正技术【2 】，采用简单的低功 耗的开环放大器来取代精确放大器。麻省理工大学的p a u l c y u 等人设计了一款 2高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 2 5 v1 2 b i t5 m s p s 流水线c m o sa d c 【3 】。其中基于单位电容阵列结构，根据不同 的数字输出，在放大阶段时采用不同的电容作为反馈电容。加利福尼亚大学圣地 亚哥分校的s e u n g 1 狄r y u 等人提出一种运放电流复用技术1 4 j 。将两级m d a c 中 的运放共用一个尾电流，通过开关控制两个运放对尾电流的使用。半导体设计厂 商们都在工艺和生产成本上对a d c 不断进行改进和探索，a d i 、1 1 等半导体供应 商代表了当今国际上a d c 的先进水平。在较成熟的产品中，中等精度的流水线 剐d c 可达到2 5 0 m h z 的转换速率，而高精度的流水线a d c 可达1 5 0 m h z 的分辨 率。 国内在a d c 的研究方面起步较晚，在产品和科研方面与国外有一定的差距。 各大院校和科研院所对a d c 的研究基本上在1 2 位以下，而高速高精度的流水线 a d c 的涉及并不是很多。 1 3 论文的结构安排 本文对高速高精度流水线a d c 的加a c 电路的理论与实现技术进行了研究， 设计了应用于1 6 位1 0 0 m h z 流水线a d c 的第一级姒c 电路，并对其进行了仿 真。 论文各个章节安排如下： 第一章绪论，简介研究课题。 第二章流水线a d c 研究，在分析模数转换器工作原理的基础上，对不同结构 的a d c 进行了论述，且阐述了a d c 的性能参数。然后重点分析了流水线a d c 的 工作原理及特点，对单级流水线分辨率进行了论述。 第三章阐述了m d a c 电路的基本理论，说明了m d a c 电路的工作原理，并 对其几种误差影响因素进行了分析。 第四章对m d a c 电路的实现进行了设计。完成了栅压自举开关的设计，运算 放大器的设计，且为进行仿真对子a d c 也进行了设计，在给出电路结构的同时给 出仿真结果。 第五章总结与展望。 第二章流水线a d c 第二章流水线a d c 概述 现实世界的大部分信号为连续的模拟信号，对其进行处理时，需将其转换成 数字信号，模数转换器就是完成此功能的电路。本章首先讨论各种模数转换器的 结构和性能参数，进而对流水线模数转换器进行详细论述。 2 1 模数转换器的工作原理 在模数转换器中，输入信号是在时间上连续的模拟信号，输出的数字信号是 离散的。转换只能选定一系列的瞬间对输入的模拟信号量进行采样，进而将采样 值转换成数字量。 具体可将模拟转换器的转换过程分为四个阶段：滤波、采样保持、量化和编 码。如图2 1 所示。 滤波采样保持量化编码 图2 1 模数转换流程图 首先模拟信号经过抗混叠滤波器，滤除掉输入信号频带以外的信号，这样可 以避免引入高频信号的混叠失真。采样保持电路对滤波器的输出信号进行采样， 将连续的模拟信号转换成时间上离散，幅度上连续的信号，采样完成后进入保持 时间。量化电路在保持时间内将采保电路的输出信号转换成时间和幅度上均离散 的数字信号。最后，编码电路按一定的编码形式输出。 只有采样信号的频率足够高时，才能准确无误地用采样信号表示模拟信号。 为了保证能从采样信号恢复原来的被采样信号，必须满足 ， ， j s 纠f f m a ) ( 1 式( 2 - 1 ) 式中毛为采样信号，& m 戤) 为输入模拟信号的最高频率分量的频率。式2 1 就 是所谓的采样定理，即奈奎斯特采样定理。满足此采样定理的采样为奈奎斯特采 样或基带采样。此外还有过采样a d c 。现在大多数高速a d c 均属于奈奎斯特型。 包括闪烁型、两步式和流水线等类型。各种类型a d c 将在下面的章节中进行详细 论述。 4高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 2 2 典型的模数转换器 在a d c 发展过程中，出现了多种体系结构。不同的结构侧重于不同的要求， 有的侧重于低功耗，有的侧重于高精度，有的侧重于高速度，有的侧重于低硬件 消耗。每一种类型的a d c 并不能满足所有的指标，各个指标之间存在折中，所以 我们在应用时应根据具体的场合来选定合适的a d c 。 2 2 1 闪烁型模数转换器 闪烁型模数转换器又称为全并行模数转换器。它结构简单，速度快，但是分 辨率不高，适合应用在高速、低等分辨率领域。其基本结构如图2 2 所示。 v r e fv i n n 位输出 图2 2 闪烁型模数转换器 基本的闪烁型a d c 通常由采样单元、2 n 1 个比较器、2 n 1 个均分参考电压和 数字编码器组成。闪烁型a d c 将输入信号采样后送入各个比较器，各个比较器的 参考电压来自电阻分压网络提供的参考电压，比较大小后输出一系列温度计码， 而后由编码电路进行编码输出n 位二进制码。 闪烁型a d c 只进行比较一次就可以实现一次转换，因此它的转换速度非常快。 但其缺点也十分明显，当a d c 的位数n 增加时，所需的比较器的个数2 n 1 将随 指数增加，比如一个8 位的闪烁型a d c ，将会需要2 5 5 个比较器，会占用较大的 芯片面积及消耗较多的功耗。同时，过多的比较器接入，相当于输入采样电路接 入了较大的负载电容，从而使建立时间加长，影响a d c 的转换速度。比较器存在 的误差，也会对闪烁型a d c 的分辨率产生影响，很难达到1 0 位以上。 闪烁型a d c 主要应用在高速、中低分辨率的场合【5 】，例如高速仪器仪表、高 速存储器等。 第二章流水线a d c 2 2 2 两步式模数转换器 两步式模数转换器是在闪烁型模数转换器的基础上发展起来的。闪烁型模数 转换器在功耗、面积和转换速度方面的缺陷促使提出两步式模数转换器。两步式 a d c 由两个步骤来完成模拟信号的转换6 】【7 】，如图2 3 所示为一个8 位两步式舢) c 的结构。 v i 图2 3 两步型模数转换器 它由一个采样保持电路、一个高位a d c 、一个低位a d c 、一个d a c 、一个减 法器和一个锁存器构成。其工作过程如下：输入信号经过采样保持电路后，由高 位a d c 转换得到一个4 位的m s b ，将高4 位m s b 数字码通过d a c 后还原为模 拟信号，与输入信号相减得到的差值由一个低位的a d c 进行转换，最后高位和低 位经过输出锁存器进行输出。 两步式a d c 大大减少了比较器的数目。本例中的比较器只需要 ( 2 4 1 ) + ( 2 4 1 ) = 3 0 个，而若用闪烁型a d c 实现则需要2 5 5 个比较器。其缺点就是需 要由两步来完成前面一步的过程，速度受到影响。 2 2 3 流水线模数转换器 在两步型模数转换器基础上发展起来的流水线模数转换器是一种可以同时实 现高精度和高速度的高性能a d c ，现存的许多高精度、高速度的a d c 产品均采 用这种结构，它的结构如图2 4 所示。 v 图2 4 流水线模数转换器 与两步型a d c 的转换机理相似，流水线a d c 的转换原理是将整个信号的转 6 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 换过程细分成更多阶段来分别完成，这样会对比较器的要求有所降低，同时可以 用数字校正来消除比较器的误差【8 】。所以在比较器的精度和功耗要求方面，流水线 a d c 比其它高速a d c 具有优势。 2 2 4 逐次逼近模数转换器 逐次逼近模数转换器的原理是利用二进制搜索的方法，由高位到低位逐次逼 近信号所对应的数字码。逐次逼近a d c 由一个采样保持电路、一个比较器、一个 d a c 、一个逐次逼近寄存器( s a r ) 和一个逻辑控制单元构成，其结构如图2 5 所示。 a n - l o g i n p u t 图2 5 逐次逼近型a d c 控制逻辑电路来完成转换中的逐次逼近过程。它的转换过程如下：开始工作 后，首先s a r 的最高位由控制逻辑电路置l ，其它位置o ，数模转换器处理s a r 的这个信号后输出约为满量程一半的电压值。然后比较器将输入信号和这个电压 值进行比较。把比较器的输出信号反馈到d a c ，然后在下一次比较前对输出信号 进行修正。由逻辑控制电路的时钟进行驱动，逐次逼近寄存器不停地进行比较和 移位操作，一直到完成最低有效位的转换为止。这个时候s a r 的各位值都已确定， 整个逐次逼近转换结束【9 j 。 在一个时钟周期内逐次逼近a d c 只能进行1 位的转换，则n 位的转换就需要 n 个时钟周期，所以逐次逼近a d c 的采样速率不高。逐次逼近a d c 的优点是面 积较小、结构简单、精度较高、功耗偏低，所以在中速、较高分辨率要求的场合 较适用【1 0 1 。 2 2 5 过采样模数转换器 过采样模数转换器的采样速率远远高于信号带宽。过采样a d c 利用数字信号 第二章流水线a d c 处理技术取代了精确、复杂的模拟元件，所以其获得的分辨率比奈奎斯特速率a d c 高很多。此外，因为采样速率很高，频谱间距较大，结果是混叠影响不大，可以 只需要简单的一阶滤波器。过采样a d c 的结构框图如图2 6 所示。 调制器数字滤波器 数 字 输 出 图2 6 过采样模数转换器 框图中的调制器实际是利用脉冲密度调制形式来实现量化的，利用脉冲 密度代表信号在一定的时间内的平均值的调制被称为d 调制。如图2 7 框图所示。 数 字 输 出 图2 7 吕调制器结构图 吕模数转换器是过采样模数转换器的一种，它是通过过采样，用时间换取精 度，是现在精度较高的一种a d c ，可以达到2 4 位的分辨率。此外，利用d 技术 对噪声进行整形，把噪声搬运到高频范围上，然后用数字滤波器滤除高频噪声， 因此可以获得较小的量化噪声，很好地提高了a d 转换的精度。 过采样a d c 因为具有很高的精度，可以广泛应用在a d s l 通信、音频信号处 理和高精度数据仪表等领域。 2 3 主要性能参数 模数转换器的性能指标包括静态特性和动态特性【l l 】。静态特性跟时间无关， 它表征实际量化特性和理想量化特性之间的偏差。动态特性主要反映a d c 在动态 环境下的性能表现。本章节进行论述a d c 的各个性能参数。 2 3 1 静态参数 a d c 的输入信号是模拟信号，输出是数字编码。模拟输入信号是从o 到v r e f 之间的任意数值，而数字编码是被限定在固定的幅度上的。a d c 的静态参数表征 的是a d c 的输入输出特性。如图2 8 所示，细实线是无限精度a d c 的理想输入 8 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 输出特性曲线，而粗实线是3 位a d c 的理想输入输出特性曲线。 图2 8 理想a d c 的输入输出特性曲线 量化噪声为无限精度特性输出值和理想3 位特性输出值的差值。在图2 8 下部 为量化噪声和输入函数关系曲线。 ( 1 ) 分辨率 分辨率即分辨精度，它表征a d c 的最小量化能力，刻画了a d c 分辨的精细 程度。分辨率是用a d c 的输入满量程除以量程的子区间数目，即各个分立输出电 平之间最小的量化间隔。例如一个理想的n 位分辨率a d c ，它所能分辨的最小量 化电平的能力是2 n 。当a d c 的输入范围是o f s 时，这个a d c 可以分辨的最小 电平是： 1 厂 矿= 1 丛矿= 壬争 式( 2 2 ) 么 高分辨率的a d c 能够转换得到更精确、更小的信号。在实际中分辨率会受到 非线性和噪声等因素的影响。 ( 2 ) 微分非线性 理想a d c 的输出特性曲线是阶梯式，每一个阶梯的高度和宽度都相等，且 相邻的两个判决电平之间差值为1 l s b 。在实际的a d c 中，在电路非理想效应下， 造成相邻判决电平之间的差值不是l l s b 。微分非线性定义为：理想码宽度和实际 码宽度之差，如图2 9 所示，即： = 譬 式( 2 - 3 ) d n l 可以用来衡量a d c 产生均匀输出信号的能力。 第二章流水线a d c 9 iiiiiiiii 图2 9 a d c 的d n l 和i n l 示意图 v 面 v 耐 ( 3 ) 积分非线性 积分非线性是实际的有效精度特性曲线和理想有限精度曲线在水平方向上的 差值。它表示了整条转换曲线的线性度，如图2 9 所示，可通过下式求得i n l 。 七 腿( j | ) = 僦( f )式( 2 _ 4 ) 扛m 即数字码k 对应的n l 是从数字码0 到k 的d n l 之和。 ( 4 ) 失调误差 在实际电路中，由于各种非理性效应会造成a d c 的输入输出特性曲线发生 偏移，实际曲线和过原点的无限精度特性曲线之间的水平差值即失调误差，如图 2 1 0 所示。 1 1 1 1 1 0 摹1 0 1 编 码l o o 输 出0 1 l 0 1 0 0 0 1 0 0 0 i i iiii i i i v i n v r c f 图2 1 0a d c 失调误差示意图 ( 5 ) 增益误差 当消除失调误差后，实际的输出特性曲线和无限精度特性曲线之间的差值即 是增益误差。增益误差的主要来源是采样电容与反馈电容的不匹配，以及运放的 有限增益，如图2 1 1 所示。 1 0 l o l o l o u n 加 ! 宝 仉 鲫 l o 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 2 3 2 动态参数 1 l l 1 1 0 摹1 0 l 编 码1 输 出0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 iiiiiii ii 图2 1 la d c 增益误差示意图 v 缸 v f c f 动态参数表征a d c 以一定的频率对交流小信号进行转换时的特性，它是a d c 的重要的衡量指标。 ( 1 ) 采样频率 采样频率为单位时间内a d c 采样的模拟输入信号的次数，常用k s p s 或m s p s 表示。 ( 2 ) 信噪比 阶浓为不考虑失真时，a d c 输出信号的信号能量和噪声能量的比值。可以通 过a d c 输出信号的频谱来测量其信噪比。其计算公式如下： 洲以嘶g 而羔舞罴而) 式( 2 5 ) 其中s n r 以d b 为单位。 每个a d c 都有一定的输入频率范围，当输入频率增加时，s n r 急剧下降，这 说明该a d c 不适合在该频率下工作。改善s n r 的有效办法是过采样，用远高于 信号频率的速度进行采样，可将噪声谱扩展到更宽的频域内，这样可以有效的降 低该频段内的噪声。 ( 3 ) 信号噪声失调比 信号噪声失调比是指基频信号能量( 即输入信号的能量) 与奈奎斯特( n y q u i s t ) 频率以下的全部噪声和谐波信号的能量总和之比： 一钏怕g ( 丽意篙惫) 式( 2 - 6 ) ( 4 ) 无杂散动态范围 第二章流水线a d c 无杂散动态范围是指a d c 的输出中基频信号能量与奈奎斯特( n y q u i s t ) 频带内 最大的谐波能量之比，即： 一啡m b g ( 面意黼篙晶蕊) = 1 0 b 文筹) 艄， 、7 弋l a r g e s t h 锄o n i c o r s p u r i o u s p o w e rj1x ：j rv 其中x l 是基频信号的均方根值，x s 是最大的谐波均方根值。 无杂散动态范围是衡量高速a d c 失真性能的重要指标。s f d r 的大小与a d c 输入模拟信号的频率和幅度、a d c 的采样频率都有关系。一般在测试a d c 的s f d r 时，必须首先确定输入信号的频率和幅度以及采样频率。 ( 5 ) 有效位数 由于a d c 在实际应用中存在噪声和失真，影响了a d c 的分辨率，a d c 实际 可以达到的位数称为有效位数。有效位数定义为： 脚= i 删一1 7 6 ) 6 0 2式( 2 8 ) 值得注意的是，e n o b 的测量与输入信号的频率和幅度有关。在小信号幅度 时，a d c 的性能受量化噪声的限制，幅度增大时，失真将会起主要作用。 2 4 流水线a d c 基础 流水线a d c 在两步式a d c 的基础上演变而来，其基本原理是将转换精度分 配到各级流水线中，经过n 次转换，最后各级转换结果合到一起进行输出。流水 线a d c 由多级功能和结构相似的子电路构成，各级子电路并行工作可得到高速性 能，通过增加子电路级数和引入校正技术可以获得高分辨率。 2 4 1 流水线a d c 的工作原理 流水线a d c 由采样保持电路、多级流水线电路和后端a d c 构成【1 2 1 ，其系统 框图如图2 1 2 所示。每一级的流水线包括子采样保持电路、粗d a c 、粗a d c 、 增益电路和求和电路。其中，将子流水线中的采样保持电路、粗d a c 、增益电路 和求和电路称为乘法d a c ( m d a c ) ，一般使用开关电容电路实现。 相邻的流水线级在两相不交叠时钟控制下以流水线的形式工作，当第k 级进 行保持输出时，第k + l 级对第k 级的输出进行采样；当第k 级进行采样时，第k + l 级就进行保持输出。 模数转换器工作时，采样保持电路在采样相对输入模拟信号进行采样，把连 续的模拟信号转换成离散的数字信号；在保持相把采样结果输出到第一级，成为 第一级的输入信号v i ；第一级的采样保持电路再对v i 采样保持，且较低分辨率的 1 2 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 a d c 对v i 进行粗略的模数转换，将得到的b 位数字输出作为本级转换结果送入移 位寄存器，同时也作为子d a c 的数字输入，将粗略的数字输出转换成模拟信号； 然后将采样保持电路的得到的模拟信号减去子d a c 产生的模拟信号，由此得到的 余差信号在放大相被放大电路放大2 b 倍后，作为第二级子流水线的输入信号：此 后各级流水线的工作过程与第一级电路相似，最后通过误差校正电路将各级流水 线产生的数字输出合并成最后输出结果【i 引。 图2 1 2 流水线a d c 系统结构框图 流水线a d c 的主要优点是：数据流速率很高，且与a d c 中的级数无关；不 同级m d a c 具有放大功能，所以对后级电路的精度要求和比较器的分辨率要求都 降低了；可以采用数字校正技术提高a d c 的精度。不过它的缺点也很明显：从采 样到完成整个数据转换的延迟时间和a d c 的级数成正比；其次，需要高速、高精 度的级间放大器，对设计要求较高。 基于以上的这些特点，流水线型a d c 在保持较高转换速率的同时，电路规模 及功耗与分辨率接近线性关系而不是随分辨率提高指数增加。 2 4 2 每级流水线的位数 流水线a d c 的基本思想就是把整体要求的转换精度平均分配到每一级，各级 的转换结果合并得到最终的转换结果。流水线级有不同的位数，最简单的是l 位， 每一级只要1 个比较器，但是没有校准位。 具体应用中所要求的转换精度决定了流水线a d c 每一级所完成的转换精度， 第二章流水线a d c 1 3 如何确定流水线每级的转换位数是一个重要的问题。随着每一级位数的增加，放 大器增益g 要求增大，这样就要求增加运放的单位增益带宽，而单位增益带宽的 增加就意味着功耗的增加。 通过单级分辨率与线性度的关系可以得出结论，增大的单级分辨率可以提高 线性度。一般来说，低速高精度的a d c 往往每级的转换精度较高，比如说每级4 比特，而一些对速度要求较高的a d c 往往每级的转换精度较低，最低的就是2 比 特。对于n 位的转换精度，流水线每一级内部都需要一个放大倍数2 k 的放大器来 放大余数。这一放大器的带宽决定了整个a d c 信号通道的带宽。由于运算放大器 的增益带宽乘积在一定的功耗和工艺下是基本恒定的，所以单级分辨率越低，放 大器的带宽就越大，a d c 能达到的速度也就越高。所以说，单级分辨率要综合线 性度、带宽、功耗等折衷考虑。 2 5 小结 本章首先对模数转换器的工作原理进行了阐述。然后重点分析了各种不同结 构的模数转换器，对它们的结构、工作原理和特点进行了阐述，同时给出了a d c 的主要性能参数。然后分析了流水线a d c 的工作原理和电路结构，且说明了a d c 的性能和每级流水线的位数关系。对后面的分析奠定理论基础。 1 4高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 第三章m d a c 电路的基本理论 第三章m d a c 电路的基本理论 在流水线模数转换器中，第一级乘法型数模转换器( m d a c ) 起着关键作用，它 具有取样、放大和减法等功能。m d a c 的性能限制了整个a d c 的精度和速度。本 章着重分析a c 的结构和误差来源。 3 1 1m d a c 电路的工作原理 3 1 a c 电路结构 流水线a d c 中的每一级量化器主要由s u b a d c 、s u b d a c 、采样保持电路、 减法器与放大器构成。其中的s u b a d c 是由多个并行比较器构成。除s u b _ a d c 外的模块称为m d a c 电路。m d a c 电路可以同时完成信号的采样、放大与差减操 作，可用开关电容电路来实现。 下面以每级1 5 位的m d a c 结构为例说明其工作原理【1 4 1 。其结构如图3 1 所 示。 西10 2 v v 图3 1 1 5 位级枷d a c 电路结构 此电路是全差分结构m d a c ，其工作在两相非交叠时钟( l 和吐) 的控制下。 西l 为采样相，西2 为放大相。l p 是l 的同相时钟，不过其下降沿提前西l 。时序信 号如图3 2 所示。 嘲厂厂 吼，厂 厂 也厂厂 图3 2 电路时序 1 6高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 采样模式时受l 和西l p 控制的开关闭合，由m 2 控制的开关断开。信号v i n 在 加a c 的采样电容上建立起来。在采样模式末期由西l p 控制的开关首先断开，来 完成对信号的下极板采样。当西i 下降沿到来是采样结束。在放大模式由2 控制 的开关闭合，由i 和l p 控制的开关断开。此时m d a c 中的运放对信号进行放大。 同时需要比较器的判断来选择m d a c 需要差减的信号。若比较器方法信号、l a t c h 锁存与编码电路编码的时间是t c ，那么m d a c 开始进行放大有效信号的时间是从 0 2 上升沿后的t c 才开始。所以信号需要尽快通过比较器得到比较结果。 在采样模式时运放的反馈回路断开，电路对输入信号进行采样，v j n 信号在采 样电容c 。和c f 上建立起来，此时电路图如图3 3 所示。采样开关可通过一个单m o s 管构成，其导通时处在线性区。在采样模式时电路的误差主要来自采样开关的热 噪声与采样瞬间因为开关和时钟的非理想效应产生的电荷注入、时钟馈通和时钟 抖动等问题。 v v 图3 3 采样模式 此时输入节点的电荷是： 玩堋= ( 一吃) ( c ，。+ c 。) 式( 3 - 1 ) 瓯卅= ( 一一) ( c ，：+ c ：) 式( 3 2 ) 在放大模式时电路对信号进行差减与放大。通过子模数转换器的输出值控制选 择要减去的参考值。电容c 。的采样端连接至参考电平，c f 接至反馈电容，如图3 4 所示。假设正负端连接的参考电压为v l 和v 2 ，那么此时输入节点的总电荷为： 瓯堋= q 。( 圪卅一) + e 。( k k ) 式( 3 - 3 ) 瓯堋= q ：( 一一吃) + e ：( l 一吃) 式( 3 4 ) 第三章m d a c 电路的基本理论 j 酶嘧1 2 0 、l 髓强| 2 一l e f 2 0 t v r e f 2 根据电荷守恒，得： 即： 整理后，得： 图3 4 放大模式 瓯+ l = 瓯+ ，2 瓯一l = 线。2 ( 圪+ 一k ，) ( c ，。+ e 。) = c ，。( 圪w + 一圪。) + e 。( k 一屹。) ( 一一) ( c ，：+ e ：) = c ，：( 圪卅一) + c ：( 一) 式( 3 - 5 ) 式( 3 6 ) 式( 3 - 7 ) 式( 3 - 8 ) ” + = 警k 鲁k 枘) 。警_ 景匕 艄。) 将两式相减，即可得到1 5 位级m d a c 的传输函数为： = ( 半卜号 埘， 式中，s 为1 ，0 ，1 中之一值，当c 。= c f 时，可得： 1 8高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 = 其传输曲线如图3 5 所示： 2 圪一矿圪 三 2 圪 矿一丢 圪 丢 式( 3 - 1 2 ) 2 吃+ 矿圪 一丢 鼢 图3 51 5 位m d a c 传输曲线 3 1 2m d a c 电路中采样电容的取值与逐级递减 v i n 系统信噪比的要求决定流水线a d c 中各级m d a c 电路所用电容的取值。其 中各级开关电容a c 的热噪声来源主要有采样开关的k t c 噪声与运放的噪声。 一般对于较低分辨率的a d c ，因为运放的噪声远低于开关产生的热噪声，所以可 以暂时忽略掉各级m d a c 电容取值的影响【1 5 1 。假设第i 级m d a c 的级间增益为 g i ，则共有k 级流水线a d c 的总体热噪声可以表示为： 一一丁 丁 “l + 静一+ 蒿 艄3 ) 甘 式中，是各级的等效输入噪声功率。由于后面几级的噪声折算到前面一级 需要除以本级的级间增益，所以各级的噪声贡献是递减变化。这样在后面几级 m d a c 电路中可以逐级递减地设计电容来减少整体功耗。 第三章m d a c 电路的基本理论 1 9 若要得到某一级的功耗，需要知道的参数包括：当前级的位数、当前级的电 容大小、下一级的位数，下一级的电容大小和寄生电容的大小。同时电路的精度、 速度和噪声要求都需在上面的参数下保证要求。所以对降低整体功耗而逐级减小 电容具有挑战1 6 1 。 3 1 3m d a c 电路的位数对线性度的影响 流水线a d c 的s n r 要求可以决定每一级的总电容c 侧，而且提高每一级的 位数会改善a d c 的线性度( i n l 和d n l ) 。从而采用多位第一级m d a c 电路会改 善a d c 的线性度。 第一级的电容失配会造成的微分非线性可以表示成下式1 7 】： 啡垒竽郏1 4 ) 乙删 式中e 是每个独立电容的理想值和实际值之间的误差，n 是整个a d c 的位数， c t 眦a l 是子d a c 的总电容。通常情况下，各个电容的值为c 蛐l 2 m ，式中m 是第 一级的位数。流水线a d c 的s n r 要求决定c 侧的值。对于一个确定的c 删，第 一级m d a c 每增加一位，c 就会减少2 倍。设电容的失配是由电介质的厚度的随 机变化决定： g = 七c = j i 2 一耐2 c ：刎 式( 3 1 5 ) 那么： d n l ：等； 式( 3 - 1 6 ) 、乙，嘲， 从式中得到，第一级的位数每增加l 位，d n l 就会减小2 倍。 不过，采用多位第一级结构会需要在f l a s h a d c 中由较多的比较器，这样就增 加了负载电容，会要求前级电路具有更大的驱动能力，同样也会要求a c 电路 中的运放具有较大的增益带宽积。因此第一级的位数需要进行折中考虑。 3 2m d a c 的误差分析 m d a c 电路的误差由多方面的影响。主要可以分为采样模式时的误差和放大 模式时的误差。这些误差在模数转换器精度设计中需要重点考虑。同时，其它一 些关键指标也和模数转换器的精度密切相关，需要综合考虑这些因素才能提出最 优结构的电路。 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 3 2 1 噪声 噪声会限制一个电路可以处理的最小信号电平，它与电路的速度、功耗和线 性度之间相互制约。通常的噪声有热噪声、闪烁噪声和散粒噪声。在高速高精度 的模数转换器中，因为信号频率较高，1 f 噪声影响较小，所以热噪声是电路噪声 的主要来源。热噪声来源于电子的随机运动，所以无法从根本上进行消除。m d a c 电路中，热噪声主要来自开关和运放。 开关电容电路产生的热噪声，又被称为k 1 w 噪声，主要来自m o s 管沟道电 荷的热运动。开关电容电路可以等效成简单的r c 电路，结构如图3 6 所示。 图3 6m o s 采样热噪声等效电路模型 设开关的采样电容为c ，导通电阻为r ，则开关的单边功率谱密度为： 鼠( 厂) = 4 七豫，o 式( 3 一1 7 ) l 屺电路的传输函数为： 日( j w ) 。f 拓 式( 3 - 1 8 ) ( 厂) = 4 揪狰南 式( 3 - 1 9 ) 则总的噪声为： = b 器弹= 等 艄。， 由式3 2 0 可以看出，i 蛇电路输出的噪声与r 值无关，可以通过增加c 值来 减小k t c 噪声【1 8 1 。 第三章m d a c 电路的基本理论 3 2 2m o s 开关误差 m o s 开关是较大的误差来源，除热噪声外，m o s 开关工作时会产生误差的机 制有三种，即：沟道电荷注入、时钟馈通和导通电阻。 ( 1 ) 沟道电荷注入 m o s 管开关导通时在其沟道内存在一定的电荷，在m o s 管关断时，这些沟 道电荷会通过源端或者漏端流出，即沟道电荷注入效应【1 9 1 ，如图3 7 所示。 图3 7 开关管关断过程示意图 当时钟从高到低跳变时，由源端流出的沟道电荷存储在采样电容上。n m o s 开关管的沟道电荷是电子，在采样电压上产生负的台阶，如图3 8 所示。 一c -i q l 图3 8 沟道电荷注入示意图 n m o s 管的沟道电荷为： 翰= 阮巳( 一圪一) 式( 3 2 1 ) 式中w 为n m o s 管的宽，l 为n m o s 管的长，c 似为单位面积栅氧化层电容， v t h n 为n m o s 管阈值电压。若沟道内电荷都注入到采样电容上，那么采样结果即： 圪圪一y = 吃一旦竺里堡垒垒掣 式( 3 2 2 ) 整理后得： 圪= 圪( t + 等) 一坚粤型 样3 ， 从式中得，存在两个方面的影响使输出偏离理想值。一个为增益误差，值为 1 + 等；另一个为固定的失调电压坚掣。同时需要拣m o s 2 2 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 晶体管的阈值电压会随输入电压的改变而变化，所以传递函数呈现非线性误差。 消除沟道电荷注入的有使用较大的输入电容、增加虚拟管、采用差动电路或 者采用复合管等方法。在开关电容电路中经常采用的方法是下底板采样技术。其 工作原理如图3 9 和图3 1 0 所示。 竺 图3 9 底极板采样电路原理图 嘲厂厂 厂 厂 呜厂厂 图3 1 0 底板采样电路的时序 图3 9 和图3 1 0 分别为底板采样电路的原理图和时序图。下底板采样技术主 要是利用运放的输入端采样。利用时钟l p 来控制靠近运放输入端的开关管m 3 ， 利用l 来控制采样电容的开关管m l 。当这两个时钟都为高时，电路工作在采样 状态，采样电容上的电压跟随输入信号变化。在西l p 由高变低时，开关管m 3 关断， 这时采样电容上的电荷量为q = 嘭。c 。，采样电容顶板所带的电荷为负电荷。因为 采样电容和地之间没有直流通路，所以其阻抗趋于无穷大，所以在l 下降沿到来 时，开关管m i 的沟道电荷只可以通过源端流出，因此输入开关管的沟道电荷注入 不会对采样电容上的信号产生影响。实际中虽然会有部分电荷注入到采样电容， 但电容两端不存在直流通路，电荷量不会改变，不影响最后结果。 其实开关管m 3 会注入电荷，改变电荷守恒时的电荷量，对最终输出值产生影 响。不过m 3 注入的电荷产生的电压误差跟输入电压无关，是一个常数，最终会表 现为一个失调误差。采用差动电路，可以消除掉失调误差【9 】。 ( 2 ) 时钟馈通效应 在开关关断时，时钟的跳变会通过m o s 开关管的栅漏与栅源交叠电容耦合 到采样电容上，引入误差，如图3 1 l 所示。 第三章m d a c 电路的基本理论 图3 1 l 时钟馈通示意图 误差可以表示为： 2 毒茜 式( 3 - 2 4 ) g + c d 矿 v 一 其中c o y 为栅源端或者栅漏端的交叠电容，是时钟控制信号的摆幅，e 是 采样电容。从式中可以看出，由于时钟馈通而引入的误差与输入电压没有关系， 是一个固定的失调电压。 利用差动电路可以消除时钟馈通，而利用较大的输入电容会减小时钟馈通效 应。 ( 3 ) 开关导通电阻 采样开关一般由m o s 管构成。在采样模式下，n m o s 管工作在三极管区， 其等效电阻为： 如= 等 “n o 心巳( 孙一训 式( 3 - 2 5 ) 从式中得到，导通电阻与输入电压有关，为输入电压的非线性函数。当输入 信号为一定频率的正弦信号时，输入电阻的非线性会导致谐波失真。所以使开关 电阻保持恒定十分重要。 采用c m o s 互补管可以减小电阻的非线性。其等效电阻为： 如一= 如。如，p 钾气 !式( 3 - 2 6 ) k ( 警) ，一心( 警) 巳圪+ p 。巳( 警) ( 一) 一心巳( 警) 户( i 1 ) 若心仔) 尸一心( 孚) = o ，则c m o s 互补管的导通电阻与输入模拟信号无关。 实际中因为电子和空穴的迁移率不是定值【9 】，且存在衬偏效应，阈值电压和输 入电压相关，所以无法从根本上消除电阻的非线性。从图3 1 2 看出互补管导通电 阻较小，随输入电压变化较小。 2 4 高速流水线a d c 的m d a c 电路设计 图3 1 2 m o s 管电阻特性 另一种在模数转换器中常用的消除采样开关电阻非线性的方法是采用栅压自 举技术，其原理图如图3 1 3 所示。 v = n 嗣 a n t 图3 1 3 栅压自举开关原理 栅压自举技术保证采样时n m o s 管的栅压是输入电压和一固定电压之和。开 关管栅源电压为一定值