（电力电子与电力传动专业论文）基于sepic变换器的功率因数校正技术研究.pdf

茎王! 呈! 堕奎垫竖箜些兰里墼堡至壁查堕壅 a b s t r a c t p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) t e c h n i q u eb a s e do ns e p i cc o n v e r t e ri sr e s e a r c h e di n t h i sp a p e r f i r s t l y ，t h eh i s t o r y o fp f ct e c h n i q u e si ss u m m a f i s e dc o m p r e h e n s i v e l y t h ep a s s i v e p f ca p p r o a c ha n dt h ea c t i v et w o - s t a g ep f ca p p r o a c ha n dt h ea c t i v es i n g l e - s t a g ep f c a p p r o a c h a r e a n a l y z e d a n dc o m p a r e d s e c o n d l n t h ep r i n c i p l eo fs e p i cc o n v e r t e ra n d i s o l a t e ds e p i c p f cc o n v e r t e ra r er e s e a r c b e d t h ed e s i g nc r i t e r i aa r eg i v e na n dc i r c u i t s t r e s si sa n a l y z e d t h e ns m a l ls i g n a lm o d e lf o rs e p i c p f cc o n v e n e ra sw e l la si t sc o n t r o l s c h e m ei sd e v e l o p e da n du s e dt oo p t i m i z er e g u l a t o r sp a r a m e t e r s t i m ed o m a i ns i m u l a t i o n s i nd e t a i lo ft h ec o n v e r t e ra r ec a r r i e do u ta n dp h y s i c a la n dm a t h e m a t i c a le x p l a n a t i o n sa r e g i v e n f o rt h er e s u l t so fs i m u l a t i o n s s i n g l e - p h a s er e c t i f i e rw i t hh i g hp o w e r f a c t o ru s i n gs e p i cc o n v e r t e ra n dr c d c l a m p i s d e s i g n e da n dm a n u f a c t u r e db a s e do nt h e o r i e sd i s c u s s e da b o v e e x p r i m e n t a lr e s u l t sa r e p r e s e n t e da n d t h er e s u l t sd e m o n t r a t et h et h e o r ya n a l y s i s k e y w o r d s ：p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ，i n p u t c u r r e n t s h a p i n g ，c o n t i n u o u s - c u r r e n t m o d e ， d i s c o n t i n u o u s c u r r e n t - m o d e ，r c dc l a m p ，s e p i cc o n v e r t e r 直塞堕窒堕垄查堂堡主堂焦丝壅 第一章绪论 在大部分用电设备中，工作电源直接来自交流电网，但是几乎所有的电子线路必 须采用直流供电，因此a c d c 变换器成为电子产品的必不可少的部分。由于这一部 分的存在以及电力电子设备的广泛应用，使得谐波污染问题引起人们越来越多的关 注。为了减少电子设备对交流电网的谐波污染，越来越多的国家对用电设备的输入电 流谐波含量加以限制，提出了很多限制输入电流谐波的标准，使得功率因数校正问题 的研究也越来越深入。本文的绪论部分将就功率因数校正技术的发展及现状作一简单 叙述，就一些已有的功率因数校正的实现拓扑作一简单分析和比较，并阐明本课题的 研究意义。 1 1 功率因数校正技术的发展 从l i o v 或2 2 0 v 的交流电网经输入整流滤波后供给直流负载是电力电子技术及 电子仪器中极为广泛的一种基本变流技术i 】 2 j 。电子设备的整流部分通常采用二极管 桥式整流和电解电容进行滤波，如图1 1 a 所示。 i 功率变 态 换电路 i 瓜“ z 。 v d 电力电子装置结构图b输入电压电流波形 图l 一1 由图l l b 可见：只有在输入电压大于输入滤波容上的电压时才有输入电流，导致 电源的输入功率因数很低。该电流中含有大量的谐波分量，对电网产生“谐波污染”， 一方面产生“二次效应” 3 , 8 , t 0 1 ，即谐波电流流过线路阻抗，造成谐波电压降，反过来 使得正弦电网电压也发生畸变，另外，它还会干扰其他用电设备，引起仪器仪表和保 护装备的误测量、误动作，随着用电设备的日益增多，功率因数校正技术也引起了越 来越多的关注。 1 1 1 功率因数的定义 为了反映电流的畸变程度，定义总谐波畸变率( t h d ) e 1 2 ： t h d = ：g x l o o ，f h 其中，。为总谐波电流有效值：，。= 1 f 2 ，。为输入电流经傅立叶分析后得 y 胆2 到的n 次谐波- 。为基波有效值。 基于s e p i c 变换器的功率因数校正技术研究 功率因数p f 定义为： p f ：查垫垫奎： 墨 一视在功率y 二。， 其中。为输入电压有效值，。，为总输入电流有效值，只为输入有功功率， 对于正弦电压输入： p f o s ( 方= c o s ( a ) 而杀 1r e n f f l ) 其中d 为输入基波电流与输入电压之间的相移角。 若基波分量与输入电压同相位，则： p f = = ：= ：一 1 + t h d 2 1 1 2 无源功率因数校正 回顾p f c 技术发展历程可以看出，人们最早是采用电感器和电容器构成的无源网 络进行功率因数校正i “。最简单的无源功率因数校正电路是在二极管整流桥前加一个 电感器。迸一步改善输入电流波形的无源功率因数校正电路如图1 - 2 a 。其中c i 与c o 相比是一个容量较小的电容器，因此其上的电压可以随着输入电压而波动，这使得输 入整流二极管的导通角增大，从而使输入电流波形得到明显改善。 。一 + 州f ：书 牛 = u 一 本奉 a b 图1 2 作为无源功率因数校正电路的一个特例，一种利用电容器和二极管网络构成r 串 并电容组合结构”( 又称“部分滤波器”) 迸行功率因数校正的填谷( v a i l yf i l l ) 方式 也应用于电子镇流器以及小功率电源中，其基本结构如图1 - 2 b 所示。当输入电压高 于电容c 1 和q 上的电压时，两个电容处于串联充电状态；当输入电压低于电容c | 和 c ：上的电压时，两个电容处于并联放电状态。由于电容和二极管网络的串并联特性， 这种结构增大了二极管的导通角，从而使输入电流的波形得到改善。填谷方式p f c 整流电路已应用于电子镇流器等小型电器设备。 采用无源功率因数校正技术，所需的滤波电容器和滤波电感器的取值较大，因此 2 南京航空航天大学硕士学位论文 往往比较笨重：通过恰当的设计，采用填谷方式虽然能以较轻便的结构获得较高的输 入功率因数，但对于输入电流中的谐波电流的抑制效果却不是很好。 1 1 3 有源功率因数校正 早期的有源功率因数校正电路是晶闸管电路【13 ”】。进入7 0 年代以后，随着功率 半导体器件的发展，开关变换技术突飞猛进。到8 0 年代，现代有源p f c 技术应运而 生。由于变换器工作在高频开关状态，这种有源功率因数校正技术具有体积小、重量 轻、功率因数可接近l 等优点。8 0 年代的有源功率因数校正主要是基于b o o s t 变换 器的，其主要工作集中在对工作在连续导电模式下的b o o s t 变换器的研究上，这类 变换器的各种控制方式一般是基于乘法器的原理。连续导电模式下的功率因数校正技 术可以获得很大的功率转换容量，但由于这种方式往往需要较复杂的控制电路，因此 对于大量的应用在2 0 0 w 以下的中、小功率容量的情形是很不合适的。 8 0 年代末9 0 年代初，利用工作在不连续导电模式下的变换器进行功率因数校正 的技术被提出，由于其输入电流自动跟随输入电压，因此可以实现接近1 的功率因数， 也称为电压跟随器型的功率因数校正技术。这种有源功率因数校正技术因其控制简单 而倍受欢迎，但不适合应用于较大的功率变换中。 9 2 年以后，电压跟随器型的功率因数校正技术得到了长足的发展，其中基于 s e p i c 电路的电压跟随器电路由于其输入电流连续，易实现输入输出的电气隔离等优 点从其他的些电压跟随器型的电路当中脱颖出1 4 , 7 1 。 1 2 功率因数校正电路的比较与选择 实现功率因数校正的电路有多种多样，一般认为有两种基本的有源功率因数校正 技术，种是变换器工作在连续导电模式的“乘法器”型，另一种是变换器工作在不 连续导电模式的“电压跟随器”型。从拓扑结构上划分，有源功率因数校正电路又可 以分为两级即预调节器型p f c 电路和单级组合p f c 电路。 1 2 1 两级功率因数校正电路 图1 - 3 两级功率因数校正方案 图1 - 4 单级功率因数校正方案 两级功率因数校正技术经过多年的研究，技术相对比较成熟，是最常用的方案。 两级方案是由两个互相独立的变换器分别实现输入电流的整形和输出电压的快速调 墨王! ! ! 堕銮垫竖塑丝奎里墼堕里塑查塑苤l 一 节，如图i - 3 ，前级通常采用b o o s t 电路实现输入电流的整形，前级的输出电压为 储能电容c b 的电压，无论电容取大或者取小，均存在二倍线频纹波，v 8 再通过d c d c 变换器实现隔离和变换，得到高精度的直流输出电压。由d c d c 变换器实现对输出 电压的快速调节。 两级p f c 方案有着优良的特性： 1 输入电流总谐波畸变可以做到很小，一般小于5 ，功率因数可以达到0 9 9 甚至更 高。 2 由于输出电压单独调节，可以达到很好的稳压效果和动态性能。 缺点： 电路复杂，成本高。 两级p f c 技术具有输入总谐波畸变小，功率因数高，输出电压品质好，保持时 间长，调压范围广，适合各种应用场合，但电路复杂，成本高，体积大，使得两级 p f c 技术并不适合中小功率场合的应用。 1 2 2 单级功率因数校正电路 由于在低功率应用场合采用两级方案的成本太高，越来越多的厂商和科研机构都 开始关注单级功率因数校正技术的研究。特别是最近两年中，有大量的单级p f c 拓 扑被提出 5 2 0 l 。一些厂家已经成功地将它们应用到产品中去，极大地提高了自己产品 的竞争力。 很多单级p f c 拓扑可以直接从两级p f c 拓扑经过简单的组合而成 8 , 2 1 - 2 6 1 ，同两级 p f c 方案相比单级p f c 只有一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流的整形 和输出电压的快速调节，储能电容用来平衡p f c 与d c d c 之间瞬时不相等的能量。 实际上控制电路只对输出电压进行快速调节，因此单级p f c 变换器工作在稳定状态 时，在半个交流周期里占空比基本不变。因此，在固定占空比下，要求电路能够自动 实现输入电流整形。总的来说，单级p f c 方案性能比无源p f c 方案要好，但不如两 级p f c 方案。单级p f c 方案只是性能与成本的一个折衷选择。 在所有p f c 变换器中，在一个交流周期里瞬时功率是脉动的，而后级的d c d c 变换器的输出功率是恒定的，因此任何一个p f c 变换器都必须有一个储能电容来存 储这不平衡的能量。在单级p f c 变换器里，由于控制器只调节输出电压，因此为了 同时满足输出电压纹波和保持时间的要求，往往需要大容量的储能滤波电容。电解 电容的价格和尺寸随容量增长。因此，要在减少开关管和控制器的成本和电容增加 的体积、成本之间进行折衷考虑。 1 2 3 控制电路 有源功率因数校正电路可以采用脉宽调制、频率调制、单环电压反馈控制、双环 电流模式控制、数字控制、滑模控制以及单周期控制等等。比较常用的是单环电压反 南京航空航天大学硕士学位论文 馈控制和双环电流模式控制，随着数字电路的广泛应用，近年来，基于d s p 控制的 p f c 电路也日益受到人们的关注。 8 0 年代中期，有源功率因数校正技术的研究以乘法器方式为主，即双环电流模 式控制。如图1 5 所示。图中b o o s t 变换器工作在连续导电模式，其电感电流就是 输入电流。电感电流被采样并被控制，使其幅值与和输入电压同相位的正弦参考信号 l d 抽 ljl t 。l s门rl 流 n 幻t 、o 采 样 j jl ：饿1 l 一 b 甜 图1 5 双环电流模式控制图1 6 单环电压反馈控制 成正比，从而达到功率因数校正的目的：乘法器方式的p f c 电路还可以根据输出电 压反馈信号，利用一个乘法器电路来控制正弦参考电流信号，从而获得可调整的输出 电压。目前，基于b o o s t 变换器的双环电流模式控制的功率因数校正电路在工业上 已得到广泛应用，其控制电路已有单片集成电路实现，如u c 3 8 5 4 等等。 8 0 年代后期，d o c s d f r e e l a n d 首先提出了利用不连续导电模式进行功率因数校 正的概念，有人称之为自动功率因数校正。k h l i u 首先应用“电压跟随器( v o l t a g e f o l l o w e r ) ”这个词来描述这一类的有源功率因数校正技术。 基于电压跟随器型的p f c 电路可用图1 6 所示的b o o s t 变换器来说明。该变换 器工作在不连续导电模式，开关s 由输出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于 峰值电感电流基本上正比于输入电压，因此，输入电流波形自然跟随输入电压波形。 与乘法器型的p f c 电路相比，电压跟随器型的p f c 电路的控制简单，仅需要一个输 出电压控制开关，用普通的p w m 波发生器即可，无需繁琐的控制电路的设计。 1 3i e c l 0 0 0 3 2 电流谐波标准 欧洲已强制性要求电子设备的输入电流谐波必须满足一些标准，如 i e c l 0 0 0 3 2 、e n 6 1 0 0 0 3 2 等等谐波电流限制标准 2 7 矧。 i e c l 0 0 0 3 - 2 谐波电流限制标准要求对于输入电压为2 2 0 1 3 8 0 v ，2 3 0 4 0 0 v 或 2 4 0 4 1 5 v ，且每相输入电流小于1 6 a 的电源设备必须满足它的要求。它们的分类方 法如图1 7 所示。表l l 表1 3 为c l a s s a c l a s s d 的具体输入电流谐波限制值。 三相对称设备、电机驱动和不具有特殊波形且功率大于6 0 0 w 的情况都属于 c l a s sa ：便携式设备属于c l a s sb 。表1 - l 为c l a s sa 和c l a s s b 的输入电流谐波限制 标准。要求每相输入电流小于1 6 a ，对奇次谐波和偶次谐波都有要求，且规定的是输 e 茎王! ! ! 鉴壅垫竖塑塑奎里墼堕垩垫查婴茎 入电流谐波的最大值，不随输入功率的变化而变化：c l a s s b 的最大谐波电流限制值 为表中的值乘以系数1 5 。 图1 7i e c l 0 0 0 3 2 谐波电流限制标准的分类 表1 - 1 c l a s s a 和c l a s sb 的输入电流谐波限制标准 谐波次数n35791 11 31 5 3 9 奇次谐波最大允许 2 31 1 4o 。7 70 4 00 1 3 30 2 io 1 5 1 5 以 谐波电流( a ) 谐波次数n2 468 4 0 偶次谐波最大允许 1 0 60 4 30 3o 2 3 8 ” 谐波电流( a ) 表1 - 2c l a s sc 输入电流谐波限制标准 l谐波次数r l 2357911 3 9 ( 仅限奇次谐波) i 最大允许谐波电流( ) 23 0 - 丑1 0753 ( 占基波电流的百分比) 照明设备属于c l a s sc ，具体输入电流谐波限制标准如表l 一2 。c l a s sc 规定的是 最大允许谐波电流占基波电流的百分比，因此电流谐波的限制值由输入功率决定；偶 南京航空航天大学硕士学位论文 次谐波中只对2 次谐波有要求，对其它偶次谐波没有要求。其中3 次谐波的最大值为 基波频率时输入电流的3 0 ，五等于电路的输入功率因数，所以3 次谐波的最大值 还由输入功率因数决定。 表1 - 3c l a s sd 输入电流谐波限制标准 谐波次数n35 7 91 11 31 3 3 9 每瓦最大允许谐 3 41 91 o0 5o 3 50 2 9 63 8 5 n 波电流( m a w ) 最大允许谐波 2 3 01 1 4o 7 70 40 3 30 - 2 l2 2 5 n 电流( a ) 对于具有特殊波形且功率小于6 0 0 w ，不是电机驱动的设备都属于c l a s sd ，因 此c l a s sd 的范围最宽。表1 3 为c l a s sd 的输入电流谐波限制标准。 c l a s sd 适用于输入功率为7 5 w 到6 0 0 w 的设备。c l a s sd 中电流谐波的限制值 与输入功率有关，规定了每瓦最大允许谐波电流和允许谐波电流的最大值。并且只对 奇次谐波电流有限制。 1 4 本文研究的主要内容 本文重点研究了基于s e p i c 变换器的功率因数校正电路的工作原理，包括参数 设计原则以及小信号特性，箝位电路的设计。其主要内容包括以下五章。 第一章对功率因数校正技术的发展和现状作一简单介绍。 第二章对s e p i c 变换器作为功率因数校正电路的原理以及参数设计方法和箝位 电路的设计作较深入的分析。 第三章研究了s e p i c 变换器作为功率因数校正电路的小信号特性。 第四章详细地给出了1 0 0 w ，2 4 v 输出电路的设计细节，并给出了实验波形以 及简单的分析。 第五章对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 7 基于s e p l c 变换器的功率因数校正技术研究 第二章基于s e p i c 变换器的p f c 电路工作原理分析 传统的功率因数校正电路由b o o s t 电路构成。这种电路控制复杂，输出电压比 输入高，难以实现输入输出的电气隔离。而由反激电路构成的功率因数校正电路必须 工作在电感电流断续的状态，输入电流脉动大，往往需要较复杂的e m i 滤波设计。 s e p i c 电路用于p f c 有着其天然优势。由于其前级类似于b o o s t 从而可以保证非 常小的输入电流开关纹波，减小输入e m i 的设计：而其输出又类似于反激，易于实 现电气隔离i i “。近来，s e p i c - p f c 电路正受到越来越多的关注。 2 1s e p i c 变换器的工作模态分析 u 1 图2 - 1 隔离式s e p i c 变换器 2 1 1 连续导电模式 s e p i c 变换器原理电路如图2 - l 吼i l l ，i l 2 分别为电感l i ，l 2 上的电流，d 。表示占 空比，n 为变压器变比t 。表示开关周期，t 。、t 。f r 分别表示开关导通和关断的时间。 由于s e p i c 电路中存在两个电感，一般定义电路连续或不连续导电模式以整流二极 管d 的导电模式为准1 5 】。在个开关周期中开关管q 的截止时间( i d 。) t s 内，若二极 管电流总是大于零，则为电流连续；若二极管电流在一段时间内为零，则为电流断续 工作。若- 2 极管电流在t = t 。时刚好降为零，则为临界连续工作方式。 假设c c 很大，变换器在稳态工作时，c c 的电压基本保持不变，为u c c 。 连续导电模式时电路工作可以分为v 导通和v 关断两个模态，如图2 2 。 l 1c c d a 工作模态1 o ， 在t = 0 时， ru l 1c 。 r v 导通 o ，t 。n 】b v 关断i t 。，t s 】 图2 - 2 连续导电模式不同开关模态下的等效电路 t 。 ： 开关管v 导通，二极管d 截止，如图2 - 2 a 。变换器有三个回路，第 南京航空航天大学硕士学位论文 个是电源、l 【和v 回路，在u ，的作用下，电感电流屯线性增长：第二个是c ，y 和：回路，c 。通过矿和l 2 放电，i l 2 增长；第三个回路是e 向负载供电回路，c 。电 压下降，因c 。较大，故c 。上电压下降很少，可以近似地认为“。= u 。流过v 的电 流i l = i l + i 2 。 并且： 一d i l l ：旦 d tl 亟：堡 击 2 当r 2 。时，i 。，和2 达到最大值f “和，：。 工作模态2 乙，z 】： 在f2 t 。时刻，v 关断，此时形成两个回路，如图2 - 2 b 。第一个是电源、厶、c 。 经变压器折算和d 至负载回路，电源和电感厶储能同时向t 和负载馈送，c c 储能增 加，而z 减小：第二个回路是三2 经变压器折算和d 至负载的续流回路，三：储能释放 到负载，故f ：下降。因此二极管的电流f 。是j i t 2 经变压器折算之后的电流之和， 即i 。= 卫+ 旦。这时t 。和l l 2 下降率分别为： 门n d i l _ _ _ l ：竺! ! ! 竺生二竺 西l 篮：丝 d t n l 2 由作用在厶上电压伏秒面积平衡原理，可得 呱= ( 鲁他_ 作用在l ：上的电压伏秒面积平衡关系为： 基于s e p i c 变换器的功率因数校正技术研究 。= 鲁 由上面两式可得： 丝：上l(2-d 一 u 1 一d y u 。= ( 2 2 ) 由输入输出功率平衡有： u ，f 1 = u 。，。 即： 圯= 告l ( 2 3 ) 其中，i 。分别为输入和输出电流在一个开关周期上的平均值。 由( 2 一1 ) 、( 2 - 3 ) 可知：s e p i c 电路工作在电流连续模式时，若在占空比恒定的情况 下，输入电压、电流和输出电压、电流是成正比的。若输入为正弦波电压，要使得输 出电压恒定，输入电流也为正弦波，则必须引入对占空比的控制，与传统的b o o s t 乘法器p f c 技术相比，使用s e p i c 电路可以很容易的实现输入输出的电气隔离，并 且输出电压不一定比输入电压高，但其控制方法与传统的b o o s t 乘法器p f c 技术是 一致的。 2 1 2 断续导电模式 s e p i c 电路工作在电流断续导电模式时，在一个开关周期内，电路工作可以分为 三个模态，如图2 3 。 模态1 和模态2 与连续导电模式类似，此处不再赘述。从整流二极管电流为零到 下一次开关管开通为电路模态3 ，此时电路形成两个回路，如图2 3 c 。第一个是电源、 厶、c c 和上：回路，由于e 较大，厶、l ：中的电流基本保持断续瞬间的值惯性流动： 第二个回路是e 向负载供电回路n 设开关关断后，d 电流续流时间为t 够，对应占空比为d ，由作用在l i 上电压 伏秒面积平衡原理，可得： u 乙：e 姒。圳7 n 4 o 南京航空航天大学硕士学位论文 由作用在l 2 上的电压伏秒面积平衡关系为 u = 等t 1 蝴 可得： q 盛。咽 a 电路模态1 等效电路 l 【c c b 电路模态2 等效电路 l lc c c 电路模态3 等效电路 1 砼 瓜m rl d t 8 图2 3 图2 - 4 由上式可见，不管电路工作在连续还是断续模式，总有u 。= u ，。 工作模态1 ：v 开通，电路模态如图2 3 a 。 此模态与连续导电模式类似。电路工作在二极管电流断续，l i 电流连续的状态，设v 开通前： l “2 - j 0 22 i l t o n 结束时，l l 、l 2 上电流达到最大值f ，肚、t ：，肿，如图2 4 ，应有 l l l , p k q + d ，t 幺，肚= _ f l + 竽d ，t u = “ u l 基于s e p i c 变换器的功率因数校正技术研究 其中i i , - i ，i 扎肚，i 垃肚分别为v 开通前l i , l 2 上的电流及此模态结束时l i , l 2 上的电 流。 工作模态2 ：v 关断，d 导通，电路模态如图2 3 b 。 此时l 1 ，l 2 同时向副边传输能量，c c 充电，v 关断瞬间，二极管上电流最大值 为： u ，d ，一 2 百 ( 2 4 ) 其中k = 兰 ( 2 - 5 ) 模态2 结束时应有： f c - 2 ”u 厶, d ，t u 厶o n o ，。乃 “刊l + _ u ：, d 小半乃 其中见+ t s 为该模态持续时间。 显然当i 。+ f 。：= 0 时该模态结束，可以得出该模态持续时间： 吡= 警 ( 2 - 6 ) 其中m = u o u i 。 工作模态3 ：v 关断，d 关断，电路模态如图2 - 3 c 。 此时l 1 ，l 2 上的电流分别为，一。 如图2 - 4 所示，二极管上的电流f ，在个开关周期的平均信： 。；! ! 竺堡圣：垒：壁 i 将( 2 4 ) ，( 2 - 6 ) 代入可得 。一v g 2 前t s u2 d 。2 由个开关周期上输入输出功率平衡 ( 2 7 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 可以得到输入电流，。： 叱= 等u 2 2s e p i c p f c 电路分析 己 s 血 r ( 2 _ 8 ) s e p i c - p f c 电路如图2 _ 5 a 该电路与基本s e p i c 变换器完全一样，只是输入变为 兰过警流后的正弦波。由于开关频率远大于母线频率因此在一个开关周期内母线磊 压可作近似不变处理。这样，s e p i c p f c 电路工作模态分析与d c d c 是完全一致晶： 只需将输入电压由u ，变为u j s i n 甜归口可，此处u ，为输入正弦波峰值。假设d 。为一恒 。，一。= 1 n d f y t j s i nc o t i 由( 2 7 ) 可得： _ + 矿u 2 五2 荔一2 0 在一个母线周期内的平均值： i d , , a v g = 1 _ 厅 r u2 d 铲2 2 国， ( 2 - 9 ) ( 2 1 0 ) =等=iu04luo(2一-11) 叫 尺1 ) 由( 2 - 8 ) 可得： 基于s e p i c 变换器的功率因数校正技术研究 d ，t s v , i 。= 万。s i r ( a ) = ，l 鼬耐) ( 2 1 2 ) j 。叫 其中i i ：旦毫2 坐，o 为输入电流在一个开关周期内的平均值。 上山p u 因此，t 。在理论上是一个与u ，同相位的正弦量。 2 3s e p i c p f c 变换器主电路设计 2 3 1 等效电感l 。的设计原则 要保证输入电流的正弦性和与u 。的同相位性，必须让电路工作在二极管电流断续 和恒定占空比状态，因此有： t = d y t s + d y t s t s 即： d y t s + 等协( c o t ) j t s 可以得到： b ( 1 + 嚣协( c o t ) j ) l 考虑最恶劣的条件js i n ( c o t ) f = 1 则应有： d ， 熹 ( 2 _ 1 3 ) m + n p 7 由c ：一，可解得。，= l ( 4 r l n , , q 昕u o ：2 j 代入c z ，可得 k 茄 陪旧 2 3 2 电容c 。的设计原则 电容c c 起着传递电源能量的作用，对于系统的影响很大。c 。的值不能太大，否 则c c 上的电压难以跟踪电源电压，破坏了系统自然p f c 的条件；c 。的值不能太小， 必须使得其电压在一个开关周期内基本保持不变。通常，c c 应使得厶，上：，c 。振荡频 率q 2 了霉亏1 乏霞远离母线频率和开关频率，即： 4 南京航空航天大学硕士学位论文 珊f 翻， l 2 可知 帅。“u i 儿d y ：t ，。眦只需警 i d 。考脉m ( 如，可综合 的范围如下： _u,一dyt, o ，则i d ，m a x 必须大于4 倍的输出平均电流。这里与变压器匝比无关。不管如何设计，只要工作在断续状态， 二极管上的峰值电流就一定大于4 倍的输出平均电流。 在给定i d 的情况下又有： 苎量! 望竖壅堡堡塑塾皇里墼焦垩垫查堕壅 d 。 1 ，则上式可以写成： v = ! ! ：! 堕 2 r _ o c o ( 2 2 8 ) r 2 2 9 ) 显然，输出电压纹波频率为2 倍线频，当2 c o r c o 1 时，其幅值与输出滤波容 的大小成反比，与输出电流成正比，要减小输出电压纹波，唯一的办法就是增大输出 滤波容。 基于s e p i c 变换器的功率因数校正技术研究 第三章s e p i c p f c 变换器的建模与仿真 本章将对s e p i c p f c 电路进行时域和频域的仿真和分析。频域分析主要是建立 系统的数学模型，从而对系统的稳定性和动态性能进行分析。时域分析主要是在电路 的结构确定了之后，对元件的精确选取起到指导作用，并验证频域分析的正确性。时 域仿真用的是s a b e r 软件，频域分析用的是m a t l a b 6 0 软件。 3 1s e p i c p f c 变换器的小信号建模与分析 3 1 1 主电路小信号模型 开关电源由于有很多半导体器件，这些半导体器件具有单向导电性或是开关的 特性，因此具有很强的非线性，这为系统模型的建立带来了很大的困难，目前已经有 很多方法来对主电路进行模型分析，如：状态空间平均法，等效受控源法、电流注入 等效电路法、三端器件法等阻30 1 。这些方法的根本思想是一致的，即：通过对系统的 非线性元件的输入输出特性取一个开关周期内的平均值，然后用线性元件去替代非线 性元件，从而建立系统的线性模型。并且，不管采用什么样的方法，所建立的模型都 是完全一致的。 在上述几个常用的建模方法当中，电流注入等效电路法处理电流断续工作模态更 为简单明了口“，此处使用该方法来建立主电路的小信号模型。 对于a c - d c 电路，由于其输入电压随时间作正弦变化，即静态工作点在周期性 的变化，因此对应的小信号模型也在周期性的变化，这样是无法对控制参数进行优化 设计的。在实际建模当中，考虑到输入输出功率平衡，我们通常将输入电压、电流用 其有效值来代割强】，将p f c 电路作为d c d c 电路来处理，这样得到的小信号模型可 以作为p f c 电路的比较好的近似。这样，a c d c 电路的建模问题就转换成了d c d c 的建模问题，完全可以按照d c d c 的建模方法来进行。 电流注入等效电路法( c i e c a ) 在电流断续模式的电路中应用极为广泛，它有如下 几个优点： 1 所建的线性等效电路更具物理意义，方便参数优化。 2 可以给出输入和输出特性。 3 对电流断续模式的建模比其他方法更清晰更方便。 本文采用此种方法建立主电路拓扑的数学模型。 为了便于分析，重画s e p i c 电路如图3 一l ，在输入电压有效值处求其小信号模型。 令： k = + 蚕 圪= 圪+ t 。 塑塞塾至堕茎苎堂堡主堂堡笙苎一 d ，= d 。+ d i f l = i l 】4 - i l j ，= l 七j ： 其中，等式左边均表示在开关周期内的平均量，上标“一”表示稳态量，上标 “”表示引入扰动。 u s i 奉 事下聊闻 图3 1s e p i c p f c 原理图 将(