（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp控制的宽频率输出逆变电源研究与实现.pdf

薹王望! ! 墼型塑童塑皇笪些望茎皇塑竺墅兰壅翌 a b s t r a c t w i mt h ed e v e l o p m e n to ft h ee l e c t r o n i ct e c h n o l o g y , t h ev a r y i n gf r e q u e n c yp o w e r s u p p l yi s u s e dw i d e l yi nm a n yf i e l d s f i r s t l y , t h ep w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) ，t h e i n s t a n t a n e o u sc o n t r o lt e c h n o l o g ya n dt h ed i g i t a lt e c h n o l o g yo ft h ei n v e r t e rt h a t i st h e c r u c i a lu n i to ft h ev a r y i n gf r e q u e n c yp o w e rs u p p l ya r ei n t r o d u c e di nb r i e fi nt h ep a p e r t h r o u g ha n a l y z i n ga n dc o m p a r i n g t h es t a t eo f t h eo p e r a t i o na n dt h ef r e q u e n c ys p e c t r u mo f t h eb p w m ( b i p o l a r p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) ，t h et r a d i t i o n a lu p w m ( u n i p o l a r p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ) a n dt h ef r e q u e n c y - d o u b l i n gu n i p o l a rp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n a n e wh p w m ( h y b r i dp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) m e t h o di sp r e s e n t e d w h i c hi s 也ec o m b i n a t i o no ft h e a d v a n t a g e so f a l la b o v em o d u l a t i o nm e t h o d s t h ef e a s i b i l i t ya n ds u p e r i o r i t yo fh p w m a p p l i e di n t h ei n v e r t e ro fw i d e f r e q u e n c yo u t p u ta r ev e r i f i e db ys i m u l a t i o n s e c o n d l y , t h r o u g he s t a b l i s h i n gt h es m a l l - s i g n a lm o d e l ，t h ev o l t a g el o o pa n dt h ec u r r e n tl o o p a r e d e s i g n e d t h ee f f e c to f t h el o o pp a r a m e t e r s ，v a r i e t i e so f f r e q u e n c ya n dr m s t ot h es y s t e m a r ea n a l y z e d t h r o u g ha n a l y z i n gt h em a t c h i n go ft h er e a c t a n c eo ft h el i n ec o n d i t i o n e ra n d t h el o a dc o n v e r t e r t h ec o u p l i n go ft h ed i s t r i b u t e dp o w e r s y s t e mi se l i m i n a t e d t h i r d l y , t h e r e a l i z a t i o no ft h ei n v e r t e ro f w i d e f r e q u e n c yo u t p u ti sp r e s e n t e d o nt h es i d eo fh a r d w a r e ， t h ed e s i g na n dt h eo p e r a t i o no ft h es y s t e mb a s e do nd s pa r ei l l u s t r a t e di nd e t a i l o nt h e s i d eo fs o f t w a r e ，t h ei d e ao ft h ep r o g r a ma n dt h ef l o wc h a r ta r ep r e s e n t e d f i n a l l y , t h e a c a d e m i c a n a l y s i s i sv e r i f i e d b y t h er e s u l to f e x p e r i m e n t a t i o n o ft h ei n v e r t e ro f w i d e f r e q u e n c yo u t p u ts a m p l e t h eq u a l i t yo f t h ew a v e f o r mi si n s u r e d 嬲t h er m sa n dt h e f r e q u e n c y a r ev a r i e dw i d e l y k e y w o r d ：i n v e n e r t h e i n v e r t e ro f w i d e - f r e q u e n c yo u t p u t ，i n s t a n t a n e o u sc o n t r o l ，h p w m ， s m a l l - s i g n a l ，d s p 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 由于世界各国电网指标不统一，出口电器厂商需要电源模拟不同国家的电网状 况，进口原装电器、设备等，用户也需要能对我国电网进行变压、变频，以保证进口 设备的正常运转。过去通常采用发电机达到上述目的，但发电机效率低、噪声大、费 用高、稳定性差，并且带有一定的环境污染。鉴于上述诸多缺点，现逐渐被变频电源 所代替。同时变频电源在其它领域也得到了广泛的应用，本课题给仪器和器件测试中 提供的宽频率交流信号源就是在仪器测试领域的一个应用范例。而作为变频电源的核 心部件直，交逆交器近年来也得到了飞跃发展。有效的提高直，交逆变器的效率对高效 率地利用风能、太阳能等新能源起着关键作用。同时，随着许多场合计算机、通信设 备等的广泛应用，用户对供电的质量及可靠性的要求越来越高，但限于我国目前的电 网供电质量还不能尽如人意，因而国内对u p s ( 不间断电源系统) 的需求也与日俱增， 而逆变器作为u p s 的核心环节，其技术更新和发展直接关系到此类产品的整机性能 和市场竞争力，研制的实用价值及意义就显得至关重要。 电力电子技术的发展，使得对电源产品的要求不断提高。逆变电源产品的基本要 求b o 】【2 1 】包括： 1 电气性能：输出频率稳定。输出电压稳定，输出正弦波失真度小，效率高，良好 的动态性能，电磁干扰( e m i ) 低。 2 使用性能：可靠性高，产品成本低，维护方便，体积小，重量轻。 对于输出电压和频率可变的逆变电源则要求在各种电压和频率的组合上都满足 以上要求。 为了满足输出电压和频率可变的逆变电源的基本指标，调制方式上各种新颖的调 制技术不断涌现；控制上各种适合于不同要求的逆变器的控制方案被提了出来；实现 手段上，随着数字信号处理技术( d s p ) 的成熟和普遍，新一代数字信号处理器( d s n 加速了逆变器的全数字化进程。 1 1 逆变拓扑及调制技术 1 1 1 逆变主电路 t s i 逆变主电路就是逆变开关器件等组成的变换电路，有多种多样的形式，本文考虑 到全桥逆变电路结构简单，开关管所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式 灵活，尽管所用的功率管数量较多，但易于进行多种组合。因而在各种场合尤其较高 功率输出的情况得到了十分广泛的应用。全桥逆变器的主电路由四只功率管及其反并 二极管构成，输出端的电感和电容组成了低通滤波器滤出高次谐波。 1 1 2 逆变器脉宽调制技术 随着逆变器高速全控开关器件的大量出现，p w m 技术已成为逆变技术的核心， 基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现 因而受到了人们的高度重视，尤其是最近几年，微处理器应用于p w m 技术和实现数 字控制以后，更是花样翻新，到目前为止仍有新的p w m 调制方式在不断的出现。主 要包括空间矢量控制、滞环控制、s p w m 、开关点预制和无差拍控制等等。对于硬开 关逆变器来说，可以采用不同的p w m 技术。由于开关点精确，可在允许的开关频率 下最大限度地消除输出波形中的谐波成分，因而逆变器电气性能优良。 1 1 3s p w m 控制型逆变器的介绍【1 7 1 s p w m 正弦脉宽调制法( s i n u s i o i d a lp w m ) 是调制波为正弦波、载波为三角波或锯 齿波的一种脉宽调制法，它是1 9 6 4 年由a s c h o n u n g 和h s t e m m l e r 把通讯系统的调 制技术应用至逆变器而产生的，后来由b r i s t o l 大学的s r b o w e r 等于1 9 7 5 年对该技 术进行了推广作用。由于三角载波的频率通常较高，因而理论上其输出电压波形的谐 波频率主要集中在较高的频率段上，所以经过很小的滤波器就可以得到比较理想的正 弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之一。其工作原理是采 用正弦控制信号m 与高频三角波载波信号c 相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过 逻辑变换、功率放大等环节，得到功率管的驱动信号，驱动功率管开通关断，从而在 逆变器的输出端得到正弦调制输出。这项技术的特点是原理简单，通用性强，控制和 调节性能好，具有消除谐波、调节和稳定输出电压的多重作用，是一种较好的波形改 善法，它的出现为中小型逆变器的发展起了重要作用。 s p w m 正弦脉宽调制根据每发生一次开关，桥臂输出电压的脉冲极性的变化不同 可分为双极性脉宽调$ 1 j ( b i p o l a rp w m ) 方式和单极性脉宽调$ ! j ( u n i p o l a rp w m ) 方式。而 单极性脉宽调制方式又分传统单极性脉宽调制方式和倍频单极性脉宽调制方式。 1 双极性脉宽调制方式( b p w m ) 工作在双极性脉宽调制方式下的逆变器的对角功率管同时开通和关断，两组互补 导通，所有功率管均为高频开关。每发生一次开关，逆变桥的输出电压。为正输入 电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，在+ 屹和一电平之间切换， 即+ 1 l ( 或- l + 1 ) 切换方式，整个输出电压周期内所得到的是两态输出电压波形。 采用双极性脉宽调制方式，正弦调制波的起始点位置不同时，逆变桥输出频谱各 不相同，在此我们仅以正弦调制波的起始点在载波的上升沿零点为例说明咋。的输出 频谱。 r ，r a m j r 、，r a m j r 、 v c 潮= 帆删峨卜等未二竖工m ! s i n ( m m s o ) , t ) - 等熹。一i 2 , 。4 。二坐j 掣 lr m mo 嚣、 s i n ( m m 一冲】+ 等窆艺军s i n ( m m 一切 ( 1 _ 1 ) 其中帆为幅值调制比；m ，为频率调制比：为母线电压；m 为相对于载波的谐波 次数；n 为相对于调制波的谐波次数。由式( 1 1 ) 可得工作在双极性脉宽调制方式下 壹塞塾皇堕墨查堂堡主堂垡堡奎 的逆变器所含频谱有：基波、载波的奇次谐波、奇次载波谐波的偶次边频、偶次载波 谐波的奇次边频。 2 传统单极性脉宽调制方式c o p w m ) 工作在传统单极性脉宽调制方式下的逆变器的一个桥臂工作于高频调制状态而 另一桥臂工作于低频状态，同一桥臂的两只功率管互补导通。当对角功率管同时开通 时，逆变桥输出电压。为+ 吻或一吻；当桥臂上部两只功率管或下部两只功率管同 时开通时，逆变桥的输出为零。这样，每发生一次开关，输出电压p 乞在0 与+ 或 0 与一吻之间变化，从而在输出电压的半个周期内，p 岛为+ 和0 或一和0 ，b p + i o ( 0 + 1 ) 或i 0 ( 0 1 ) 切换方式，整个输出电压周期内所得到的是三态输出电压波形。 与双极性脉宽调制方式相比，每次开关输出电压的变化从前者的2 吻降到， 这表现在输出电压波形的频谱会有所改善。其频谱为： ( f ) ：m 。屹s i n 峨f + 孚妻艺c 。s ( m 厅) ：二! 兰塑s i n 【( m m i + n ) 峨归( 1 2 ) “m 1 1 2 ， 。虬 由式( 1 2 ) 可得工作在单极性调制方式下的逆变器所含频谱有：基波、载波谐波的 奇次边频。 3 倍频单极性脉宽调制方式( f r e q u e n c y - d o u b l i n gp w m ) 工作在倍频单极性脉宽调制方式下的逆变器两桥臂分别通过三角载波与正负正 弦调制信号相交截来控制，当对角功率管同时开通时，逆变桥输出电压。为+ 或 一；当桥臂上部两只功率管或下部两只功率管同时开通时，逆变桥的输出为零。这 样，每发生一次开关。输出电压k 、。在0 与+ 或0 与一之间变化。从而在输出电 压的半个周期内，吆。为+ 和0 或一和0 ，即+ i 0 ( 0 + i ) 或i 0 ( 0 - 1 ) 切换方式， 整个输出电压周期内所得到的是三态输出电压波形。 在倍频单极性调制方式中，所有的功率管为高频开关，与单极性调制相比，其开 关频率在“实效上”增加了一倍，其频谱同式( 1 2 ) 。 综合以上三种脉宽调制方式可以看出，双极性脉宽调制方式和倍频单极性脉宽调 制方式的功率管均咀较高的开关频率工作，尽管得到了较理想的正弦输出电压波形， 但其代价是产生了较大的开关损耗，频率越高。损耗越大，二者相矛盾。而对于传统 单极性脉宽调制方式虽然有一桥臂工作在低频状态，这样在总体上减少了开关损耗。 但是这却大大降低了系统的可靠性，因为工作在高频状态下的桥臂损耗大发热严重， 而工作在低频状态下的桥臂损耗小，从而导致两桥臂的寿命不均，这样不利于功率管 的选取，频率越高，两桥臂工作状态差异越大，所以也存在矛盾。 由此，可以设想一种控制方案，能将两组矛盾统一起来，即既要得到高质量的较 为理想的正弦输出波形，同时又不希望增加很大的开关损耗，且工作方式基本对称。 h p w m ( h y b r i dp w m ) i l l 就是可以实现这种设想的脉宽调制方式，就其实质来说， 它仍然属于单极性脉宽调制方式，逆变桥输出端得到的是三态输出电压波形，但由子 基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现 其工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥臂的两只功率管工作在 低频，因而称其为混合p w m 方式，即h p w m 。两只功率管以较高的开关频率互补 开关，保证可以得到理想的正弦电压输出波形；另外两只功率管以较低的输出电压基 波频率工作，从而很大程度上减小了开关损耗。 同时有所不同的是：并不是固定其中一个桥臂始终为低频( 输出基频) ，另一个 桥臂始终为高频( 载波频率) ，而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在 前半个周期工作在低频，而下个半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工 作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。 鉴于以上分析，本课题选用了h p w m 调制方式。 1 2 逆变器的瞬时值控制 随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对电气设备控制性能要求的提高，逆变 技术在许多领域应用越来越广泛。为了能够把逆变器应用于不同场合，人们对逆变技 术的要求也越来越高，于是适于各种不同要求的逆变器的控制方案被提了出来 2 z 】1 2 9 1 。 逆变器的控制方案很多，瞬时值控制就是其中的一种。所谓瞬时值控制就是对逆 变器的输出中的某一个或几个量的瞬时值进行反馈控制，以此来调节功率器件的开关 状态，从而保持逆变器输出稳定的一种控制技术。由于是对系统输出量进行瞬时值反 馈调节，所以采用瞬时值控制的系统具有很快的动态响应和很好的可靠性。目前采用 瞬时值控制方案的逆变器很多，根据逆变器系统调制的对象分，一般可以分为电压瞬 时值控制方案和电流瞬时值控制方案。由于电压瞬时值控制方案的逆变器动态响应不 是很快，系统鲁棒性不强，已经不能满足高质量波形的输出要求，于是很多逆变器现 在采用了电流瞬时值控制方案。目前先进的瞬时值控制一般采用双环或多环反馈，最 典型的是输出滤波电感电流和输出电压( 即输出滤波电容电压) 反馈构成的电流型控 制逆变器。其外环为输出电压反馈，电压调节器一般采用p i 形式，其输出作为内环 的给定；电感电流反馈构成内环，电流环设计为电流跟随器1 2 1 。目前比较常见的电流 跟随控制技术有电流滞环瞬时值控制技术和电流s p w i v l 瞬时值控制技术。 1 2 1 电流滞环瞬时值控制技术 电流滞环瞬时值控制技术最显著的优点是控制电路简单，而且有比较优越的性 能。电流滞环瞬时值控制主要是利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的滞环， 将反馈电流的变化控制在这个滞环内。由于滞环控制是由滤波电感电流作为斜坡函数 产生内环的自持振荡，所以滞环电流的开关频率不固定，输出电压的谐波频谱范围也 比较宽，滤波器选择比较困难，开关的损耗也比较大。 现在的电流滞环瞬时值控制1 3 0 l 一般可以分为两态滞环控制和三态滞环控制。顾名 思义。两态滞环控制就是控制电路的输出只有两种状态，即+ l 和1 。而三态滞环控 制就是控制电路的输出有三种状态，r p + i ，0 和1 。两态调节由于电路只有两种状态， 所以系统也就只有吸收能量和回馈能量两种状态，脉冲调制波是一个双极性的调制 南京航空航天大学硕士学位论文 波。而三态调节除了有吸收能量和回馈能量两个状态外，还存在续流的状态，所以在 半个周期内，脉冲调制波是一个单极性的调制波。 电流滞环瞬时值控制技术目前应用比较广泛，技术也比较完善。但是电流滞环瞬 时值控制开关频率不固定，于是开关频率固定的电流瞬时值控制方案成了电流瞬时值 控制的一个研究方向。 1 2 2 电流s p w m 瞬时值控制技术 为了能克服电流滞环瞬时值控制开关频率不固定的缺陷，又保持瞬时值控制动态 响应快的特点，电流s p w m 瞬时值控制技术被提了出来。电流s p w m 瞬时值控制就 是由一个电流基准和电流瞬时反馈值相比较得到的误差信号与一个三角载波信号进 行交截，交截得到的信号对功率器件进行控制，以使输出保持稳定。电流s p w m 瞬 时值控制技术不仅保持了s p w m 控制的开关频率固定，输出电压正弦性好等特点， 而且有动态响应快，稳定性好，非线性负载适应能力强，鲁棒性好等优点。 本文研究的是采用滤波电感电流作为反馈电流的一种电流s p w m 瞬时值控制技 术，滤波电感电流等于滤波电容电流和负载电流之和，所以电感电流瞬时值反馈有很 强的动态响应和负载适应能力。由于电感电流瞬时值反馈的电流其实就等于功率管上 的电流，所以采用电感电流瞬时值反馈具有快速的限流保护能力，使系统可靠性得到 提高。 1 3 逆变器的数字化 随着数字信号处理( d s p ) 技术的成熟和普遍，新一代的数字信号处理器s p ) 采用哈佛结构、流水线操作，即程序、数据存储器彼此相互独立，在每一时钟周期中 能完成取指、译码、读数据以及执行指令等多个操作从而大大减少指令执行周期。另 外，由于其特有的寄存器结构，功能强大的寻址方式，灵活的指令系统及其强大的浮 点运算能力，使得d s p 不仅运算能力较单片机有了较大地提高，而且在该处理器上 更容易实现高级语言。正是由于其特殊的结构设计和超强的数据运算能力，使得d s p 能用软件实现以前需用硬件才能实现的功能，也同样使数字信号处理中的一些理论和 算法可以实时实现。运用d s p 实现数字化控制，具有以下优点： 1 可采用先进的控制方法和智能控制策略； 2 控制灵活，系统升级方便，甚至可以在线修改控制算法，而不必对硬件电路 作改动； 3 控制系统可靠性提高，易于标准化，模块化，维护方便： 4 系统一致性好，成本低，生产制造方便。 数字控制由于其控制理论与实施手段的不断完善，且因为其具有高度集成化控制 电路、精确的控制精度、以及稳定的工作性能，如今已成为功率电子学的一个重要研 究方向，而且数字控制也是最终实现电源模块化、集成化、数字化、绿色化的有效手 段。 基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现 本文研究内容基于型号为t m s 3 2 0 f 2 4 0 的d s p 芯片及其外围硬件构成的数字平 台，逆变电源的全部控制和保护功能均可由软件实现，- - r d s p 芯片以及少数外围 电路就可完成整个逆变电源的控制及保护功能，系统实现电路得到迸一步简化，而且 d s p 的高速、稳定的数据处理能力保障了系统的准确性、实时性和灵活性，有效地提 高了系统的综合性能。另外，硬件平台具有可扩展性，具有良好的通用性。 1 4 本文主要内容和主要意义 1 4 1 本文的主要内容 本文课题主要为实验室和仪器、器件测试提供一个基准信号源，选题为“基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现”。由于具有较宽范围的输出电压要求，因 此该逆变电源系统采用两级结构，前级为d c d c 变换器，后级为d c a c 逆变器。本文 主要对后级d c a c 逆变器的控制方案、参数设计、软硬件的实现等进行了研究，主要 内容分为以下六章： 第一章绪论主要介绍了本课题的研究背景、研究的主要内容和意义。 第二章通过对h p w m 调制方式的工作模态的描述及各种调制方式的仿真、分 析和比较体现出了h p w m 调制方式的优势，对h p w i v l 调制方式下的逆变电源进行 开环电路仿真，并详细分析了频率变化、电压变化及死区时间对输出的影响。 第三章对整个逆变系统进行建模，设计了闭环参数，分析了系统的动静态性能 和外特性以及和前级阻抗的匹配性。逆变电源的闭环电路仿真验证了参数设计的合理 性。 第四章对系统主电路、控制电路、驱动电路和保护电路的硬件实现和系统的软 件实现思想、流程加以详细说明。 第五章给出了原理样机的实验波形和数据，并作相应分析和说明。 第六章本文总结及后续工作。 1 4 2 本文的主要意义 本文工作的主要意义为： l ，在已有的正弦脉宽调制方式中，采用了种新颖的正弦脉宽调制即h p w m 方 式。这种调制方式很好的解决了开关频率与开关损耗以及开关频率和系统可靠性之间 存在的矛盾。 2 系统采用电压电流双闭环控制，对整个逆变系统的稳态、动态性能都有很好 的改善。并尝试性的提出逆变器建模方案，基于此对分布式电源的两级甚或多级联调 提供了稳定性判据。 3 通过对本宽频率输出逆变电源的研究与实现，为大功率的宽频率输出逆变电 源及变频器提供了技术储备，本文对数字化宽频率输出逆变电源的分析、研究及实现 表明系统具有变压、变频范围宽、输出波形好、可靠性离、易于标准化、模块化、维 护方便等特点。 6 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章逆变器的调制方式及工作原理 为了获得比较理想的正弦输出波形，逆变器采用了正弦脉宽调制( s p w m ) 方式。 第一章中分析了各种调制方式的工作过程，在此基础上综合考虑开关损耗、系统可靠 性等因素选择了h p w m 调制方式。 2 1h p w m 调制方式的工作状态及电路模态 全桥逆变器主电路如图2 1 。 图2 1 全桥逆变器主电路图2 - 2h p w m 控制方式 h p w m 方式的工作过程：在输出电压的正半周，$ 3 $ 4 桥臂低频互补，s 4 常通， s 3 关断；s 1 s 2 桥臂高频脉宽调制，互补开关。而在输出电压的负半周内，两桥臂的 工作状态互换，即s i $ 2 桥臂低频互补，s 2 常通，s l 关断，$ 3 s 4 桥臂高频脉宽调 制，互补开关。对于每个桥臂而言，每半个输出电压周期切换一次，交替于高低频工 作状态，两桥臂工作状态均衡，且对于输出电压的正负半周对称。四只功率管的驱动 信号及逆变桥的输出如图2 2 所示。 考虑输出滤波电容的影响。逆变桥输出的负载电流实际为f ，( f ) ，当v 。，f ，同向时， 一一 ( a ) v o o ( b ) v o 0 为例说明。 v 。 0 ，i ， 0 ，逆变器工作于能量输出状态，对应于电路模式a 、b 当s 1 s 4 导通时，逆变桥输出为+ ，对应为+ l 态输出模式a ； 当s l 关断，s 2 开通，则d 2 ( $ 2 ) s 4 续流，对应为0 态输出续流模式b ： v o o ，i ， 1 时，为过调制，此时可以增大基频分量的幅值，但输出基频电压与也已不再 具有线性关系，同时恶化了输出电压的谐波频谱。对于要求输出电压畸变较小的逆变 电源来说，应避免使逆变器进入过调制区域。因而本文的讨论仅限于线性调制范围。 m ，的数值对输出波形的谐波次数影响很大，对于无死区的s p w m 逆变器，m ， 值越大谐波的次数越高，滤波越容易，但对于有死区的s p w m 逆变器，m ，越大逆 变器的低次谐波含量越大，开关损耗也越大，逆变器效率就越小。因此适当的选取m ， 的数值是很重要的。m ，值的选取，与逆变器的功率、电路模式( 缓冲电路、开关器 件工作在软开关状态还是硬开关状态) ，输出频率是工频还是中频是工作在变频调 速状态还是工作在定频输出状态，开关器件的开关性能和对输出波形的要求等诸多因 数有关。一般来说，对于特大功率的逆变器，由于大功率开关器件的开关性能较差， 并且多数工作在硬开关状态，为了得到较高的逆变效率应选取时，9 。 对于大、中功率无死区的逆变器，开关器件的性能较好些，开关损耗造成的逆变 效率下降不是很明显，为保证比较理想的正弦输出波形，应选取9 m ，2 1 。对于 堕室堕至塾茎奎堂堡主兰垡堡塞 中、小功率无死区的逆变器，开关器件的性能好，开关损耗相应较小，可以选取 m ，2 1 本逆变电源属于这个范畴。由于死区的存在，为保证比较理想的正弦输出 波形，在变频过程中肘，的最小值为2 5 a 2 3h p w m 调制方式的仿真 1 1 3 节叙述了双极性脉宽调制( b p w m ) 方式、单极性脉宽调制( u p w m ) 方 式、倍频单极性脉宽调制( f d u p w m ) 方式的工作过程，2 2 节就混合脉宽调制 ( h p w m ) 方式的工作状态和电路模态作了详细说明，发现h p w m 能够很好的解决 前三种调制方式存在的开关损耗大以及可靠性差的问题。为了更加清晰的说明各种调 制方式的特点，对各种调制方式的频谱进行仿真。由此体现h p w m 的整体优势及不 足。并就选定的h p w m 调制方式下工作的逆变电源的频率、电压及死区对输出的影 响进行仿真和说明。 2 3 1 各种调制方式频谱的比较 表2 1 、表2 2 、表2 3 分别给出了输出频率为1 0 0 0 h z 、5 0 0 h z 、1 5 h z 时，四 种调制方式在不同幅值调制比的桥臂电压t h d 和输出电压t h d 的仿真比较： 幅值调制b p w m ( t h d 9 6 ) u p _ | v m ( t h d )f d u p w m ( t h d )h p w m ( t h d ) 比 k 8以。砭。口 。以。 m 。= 1 9 0 40 8 5 44 7 60 4 94 2 4 o 1 14 7 6o 4 8 m a = 0 6 6 7 1 7 4 91 6 48 9 1 o 98 2 5o 2 28 9 1o 9 m o = 0 3 3 3 3 8 9 33 9 71 5 3 4l _ 41 3 5 20 3 4 1 5 3 41 3 9 幅值调制b p w m ( t h d )u p w m ( t h d )f d u p w m ( t h 0 ) h p w m ( t h d ) 比 亿。 圯口呢。 m 。= 1 8 0 30 9 54 2 3o 52 8 10 0 94 2 3 0 5 m 。= 0 6 6 7 1 5 6 51 8 28 2 ，5o 9 75 6 1o 1 78 2 5o 9 8 m 。= 0 3 3 3 3 6 74 3 91 3 5 21 5 58 6 90 2 71 3 5 21 5 2 表2 - 3 四种调制方式的比较( 1 5 1 4 z ) 幅值调制b p _ l v m ( t h d )u p w m ( t h d )f d u p w m ( t h d )h p l v m ( t h d ) 比 l 。l 。以。 m 。2 l 1 1 60 0 0 61 1 10 0 0 31 0 4o 0 0 1 61 1 00 0 0 3 m 。= o 6 6 7 2 2 7o o l2 2 00 0 0 42 1 20 0 0 22 1 80 0 0 4 m 。= 0 3 3 3 4 7o 0 1 84 6 50 0 0 64 6 30 0 0 34 6 40 0 0 6 从表2 1 、表2 2 、表2 3 看出，在相同条件下比较各种调制方式的桥臂电 压和输出电压的t h d ，发现工作在b p w m 调制方式下的输出电压t h d 最大，工作 9 茔王里翌鳖型塑蜜塑奎塑堂垄壅璺堡堕塞兰塞翌 在f d u p w m 调制方式下的输出电压t h d 最小，而工作在h p w m 和u p w m 调制方 式下的输出电压t h d 基本相同且介于b p w m 和f d u p w m 之间。同时还发现随着幅 值调制比m 。的减小，工作在四种调制方式的输出电压t h d 都明显的增加a 为了清 楚示意，给出各种调制方式在输出频率为5 0 0 h z 、m 。= 1 时桥臂电压、输出电压及相 应的频谱。 l - 双极性脉宽调制方式( b p w m ) 二翮砌豳砌删臁 一。专i ：i 。；j = _ j j = 一：j = 。；= ：i _ 二j j 品，。i j o i j ( a ) 桥臂电压( 上) 和输出电压( 下) ( b ) 桥臂电压频谱( 上) 和输出电压频谱( 下) 图2 4 双极性脉宽调制方式 工作在双极性脉宽调制方式的逆变桥桥臂输出电压只有两态即+ l 和1 态( 如图 2 - 4 a 上) ，这必然导致桥臂电压有多种成分的谐波( 如图2 4 b 上) ，其谐波主要集中 在开关频率的整数倍附近；此时通过相同的低通滤波器后的输出电压有较高的t h d ， 从输出电压频谱也可看出，双极性脉宽调制方式的低次谐波幅值较大( 如图2 4 b 下) 。 2 传统单极性脉宽调制方式( u p w m ) 工作在传统单极性脉宽调制方式的逆变桥桥臂输出电压有三态e i + i 、0 和1 态( 如 图2 5 a 上) ，桥臂电压有多种成分的谐波，同双极性脉宽调制方式一样其谐波主要集 中在开关频率的整数倍附近，但频谱幅值却比双极性脉宽调制方式小得多( 如图2 5 b 上) ；此时通过相同的低通滤波器后的输出电压有较小的t h d ，从输出电压频谱也可 看出，传统单极性脉宽调制方式的低次谐波幅值较小( 如图2 - 5 b ) 。 l o 南京航空航天大学硕士学位论文 二鬯丐面西 5 面面谕 一二医圣二二：z 二二 i 毒么 i = l 二二：二二二二二二二二二一二二二 “i 二二三二二三二二二二二二三二j 二b 6 一吲 旷弋_ 歹7 弋_ 一 c o ) 桥臂电压频谱( 上) 和输出电压频谱( 下) 图2 - - 6 倍频单极性脉宽调制方式 基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现 _ - _ _ _ p _ 一一 工作在倍频单极性脉宽调制方式的逆变桥桥臂输出电压有三态即+ l 、0 和一1 态( 如 图2 6 a 上) ，桥臂电压有多种成分的谐波，但谐波主要集中在开关频率的偶数倍附近， 所以开关频率在“实效上”是传统单极性脉宽调制方式的两倍。因而桥臂电压的谐波 含量非常小( 如图2 6 b 上) ；此时通过相同的低通滤波器后的输出电压有很小的t h d ， 从输出电压频谱看出，倍频单极性脉宽调制方式的低次谐波幅值最小( 如图2 6 b 下) 。 4 混合脉宽调制方式( h p w m ) 缈瞩面i 高渺嗝面面商 。： ， “”2 。1 “。 ( a ) 桥臂电压( 上) 和输出电压( 下) 桥臂电压频谱( 上) 和输出电压频谱( 下) 图2 7 混合脉宽调制方式 工作在混合脉宽调制方式的逆变桥桥臂输出电压有三态即+ 1 、0 和1 态( 如图2 7 a 上) ，桥臂电压有多种成分的谐波，基本等同于传统单极性调制方式的频谱( 如图2 - , b 上) ：输出电压及频谱也近似于传统单极性脉宽调制方式的频谱( 如图2 7 b 下) 。 综合以上分析h p w m 控制方式与以上三种控制方式比较的优势在于： 同双极性脉宽调制方式比较，输出波形更好，损耗也更小； 同传统单极性脉宽调制方式比较，输出波形质量相同，损耗也基本相同，但 是不存在调制臂与非调制臂的不对称现象： 同倍频单极性脉宽调制方式比较，输出波形更差，损耗则小得多。 所以，h p w m 是几种调制方式优势的结合体，消除了输出电压波形、开关损耗、 可靠性之间的不统一。 2 3 2 逆变电源输出频率对系统的影响 1 2 南京航空航天大学硕士学位论文 表2 4 给出工作于h p w m 调制方式的逆变电源在不同频率、不同调制比下的桥 臂电压和输出电压幅值。 表2 4 桥臂电压和输出电压幅值 幅值调制 1 0 0 0 h z5 0 0 h z1 5 h z 比 ( 基波)n 。( 基波)( 基波)巧口 虬；1 3 6 04 0 9 23 6 03 7 1 23 6 03 5 9 9 m 。= o 6 6 7 2 4 02 7 2 82 4 02 4 7 42 4 0 2 3 9 9 m o = 0 3 3 3 1 2 01 3 6 41 2 01 2 3 71 2 01 1 9 9 压反映在输出上是不同的，鉴于此作简要分析。由输出滤波器示意图( 图2 8 ) 可得 堕： y c 8 r l , cr 一+ l f s + r 由式( 2 3 ) 可得。对随频率变化的曲线如图2 0 所示： 图2 - 8 输出滤波器示意图 u fl 啪 图2 - 9 巧口对随频率变化的曲线 ( 2 3 ) 从图2 - - 9 可得在相同的输入幅值情况下，因为频率的变化使得输出幅值变化可 达1 1 3 7 倍。也正是这个原因导致了输出频率为1 0 0 0 h z 时输出电压的t h d 反而更小 ( 如表2 - l 、表2 2 ) ，这是因为输出频率为1 0 0 0 h z 时所含的基波幅值大，从而提高 了基波的百分比含量( t h d ) 。 综上分析，输出频率对输出电压的幅值和输出电压的t h d 都有影响，相同母线 电压、相同幅值调制比的条件下，输出电压频率越高，则幅值越大( 如图2 9 ) ：在不 考虑频率对输出电压幅值影响的条件下，t h d 随输出频率的减小而减小。 2 3 3 逆变电源死区设置对系统的影响 从表2 1 、表2 - - 2 、表2 - - 3 ，可以看出随着调制比的减少输出电压t h d 不断增 加如果考虑实际电路的不对称和死区设置，则调制深度对输出电压t h d 的影响更大。 表2 - 5 加入3 5 0 n s 死区后不同调制比对输出电压t h d 的影响 幅值调制比1 0 0 0 h z ( 1 h d )5 0 0 h z ( 矸i d ) 1 5 h z ( 1 h d ) m 。= 1 o 6 5 0 7 8 0 7 m 。= o 6 6 7 1 1 6 l 3 60 9 5 m 。= o 3 3 3 2 1 52 5 4 1 6 5 基于d s p 控制的宽频率输出逆变电源研究与实现 表2 - 6 加入5 0 0 n s 死区后不同调制比对输出电压t h d 的影响 幅值调制比1 0 0 0 h z ( t 皿)5 0 0 h z ( 1 h d )1 5 h z ( t h d ) m 。= 1 0 8 7 31 0 91 2 8 m 。= o 6 6 7 1 4 51 7 91 8 0 m 。= 0 3 3 3 2 7 83 5 73 0 1 增加而增大。由表2 - 6 看出当死区过大以后，输出电压t h d 随频率的减小而增加， 这是因为输出频率越小，一个周期内包含的脉波数越多，从而整个周期包含的死区时 间也越大，所以低频受死区的影响更大。 从表2 - 5 、表2 - 6 可以看出，加入死区后幅值调制比对输出电压t h d 的影响更大， 由此可得逆变电源不能仅仅通过逆变器调压即通过改变幅值调制比m 。调压，而需加 入前级d c - d c 以保证输出电压波形的质量。在逆变电源实现的过程中要输出某个电 压值则母线电压就相应的被限制在一个值内，从而保证幅值调制比不会太小，以保证 输出电压波形质量。如输出2 2 0 v a c 时，前级输出则被限制在3 6 0 v 以内。 为说明死区的影响，给出输出频率为1 5 h z ，幅值调制比为0 3 3 3 的输出电压波形。 。r ：i 1 ： ： ； ”j 弋! _ oo0j | ， _ 0 、二 ： 一 ，： 1 m 、lj ， ： o_l_一 ： | 4 毛：l 二j i ：一i 三一；泛：一：；二- ：蠢i 0 图2 一l o 死区3 5 0 n s 不同调制比的输出 ”i 一j 一 2 一1 1 死区5 0 0 n s 不同调制比的输出 从图2 1 0 、2 l l 发现加入死区后输出电压过零处发生畸变，且死区越大畸变的越 厉毒，所以死区的设置在保证同一桥臂不直通的条件下，尽量缩短死区时间。 1 4 一 。 一 宣室堕窒堕墨盔兰堡主兰堡笙苎 一一 2 3 。4 逆变电源输出电压有效值对系统的影响 综上分析为了保证输出电压波形质量，幅值调制比。不能太小；所以一个输出 电压就应该有一母线电压和它对应。表2 7 给出了母线电压随输出电压实时变化时， 输出电压大小对输出电压t h d 的影响。 表2 7 输出电压对t h d 的影响 输出频率幅值调制比 母线电压( v d c )输出电e , ( v a c )t h d ( 呦 1 0 0 0 h z m 。= 0 9 7 5 3 6 0 v3 9 90 5 屹= o 8 6 5 3 6 0 v3 5 3 60 6 1 心= 0 9 7 5 1 8 0 v1 9 9 5o 5 吖。= o 8 6 5 1 8 0 v1 7 6 80 6 1 饥= 0 9 7 5 9 0 v9 9 7 50 4 9 m 。= o 8 6 5 9 0 v8 8 4o 6 1 5 0 0 h z m 。= o 9 7 5 3 6 0 v3 6 1 90 5 2 帆= 0 8 6 5 3 6 0 v3 2 0 7o 6 5 m 。= o 9 7 5 1 8 0 v1 8 0 90 5 2 m 。；o 8 6 5 1 8 0 v1 6 0 3o 6 5 埘。= 0 9 7 5 9 0 v9 0 4 7o 5 2 m 。= o 8 6 5 9 0 v8 0 1 70 6 5 1 5 h z m 。；0 9 7 5 3 6 0 v3 5 1 0o 0 1 7 m 。= o 8 6 5 3 6 0 v3 1 1 1 0 0 2 5 。= o 9 7 5 1 8 0 v1 7 5 50 0 1 4 。= o 8 6 5 1 8 0 v1 5 5 50 0 2 2 虬= 0 9 7 5 9 0 v8 7 7 6o 。0 1 6 m 。卸8 6 5 9 0 v7 7 7 6 0 0 2 5 表中选择的两个幅值调制比是为保证输出电压波形雨设定的最大幅值调制比和 最小幅值调制比，即通过调节母线电压保证幅值调制比落在这个范围内。从表2 7 可 得在幅值调制比一定的情况下，母线电压变化时，输出电压随母线电压线性变化，且 对输出电压的t h d 基本没有影响。对照表2 1 、表2 2 、表2 3 可以发现通过调节母 线电压来调节输出电压的波形质量比通过调节幅值调制比的方式要