（电力电子与电力传动专业论文）电流型pwm脉冲整流器控制方法研究.pdf

很好的运行于单位功率因数整流状态下，并且电流波形正 弦性好，输出电流平直，所采用的控制策略性能优良，调 制方法开关频率明显降低，有利于运行于大功率场合。 关键词：电流型p w m 整流器，电流空间矢量，d s p ，解 耦控制 苎生窿里查兰堡! ：兰篁笙主 坐兰卫幽 c o n t r o ls t ra t e g yr e s e a r c hf o r c u r r e n ts o u r c ep w mr e c t i f l e r a b s t r a c t w i n de n e r g ya n ds o l a r e n e r g ya r er e g e n e r a t i v ee n e r g y t h a th a sp r o s p e c to fl a r g e s c a l e d e v e l o p m e n ta n du t i l i z a t i o n t h e p a p e rr e s e a r c h e sa n de x p e r i m e n t a l i z e st h e k e ys e c t i o n ( c u r r e n ts o u r c ep w m r e c t i f i e r c s r ) i n c l u d e di nw i n dp o w e r g e n e r a t i o np r o j e c t w h i c hi sb a s e d u p o n c s r t h ep r o j e c t s u f f i c i e n t l y u s e ss c h e m et h a tc s rp r o v i d e sw i t h b o o s t f n g c h a r a c t e r i s t i cf r o md ct oa cs i d ec a u s e db yd c i n d u c t a n c e d cc u r r e n ti sc o n t r o l l e d b yc h a n g i n gr e l a y t i m eo ft w o s w i t c h e so ft h es a m e l e g t or e a l i z et h ef u l l p r o c e s sw i n d e n e r g y su s a g e f r o ml o w s p e e d t oh i g h s p e e d s y s t e ms o f t w a r e i sr e a l i z e db y e s t a b l i s h i n gm a t h e m a t i c a l m o d e lb a s e dd - qc o o r d i n a t es y s t e m u s i n ga c t i v ea n dr e a c t i v e p o w e rd e c o u p l i n g c o n t r o la n dc u r r e n t s p a c e v e c t o r m o d u l a t i o n i nm a i nc i r c u i tt h e r ei sat r a n s f o r m e rt or e a l i z ei s o l a r i o n b e t w e e nc s ra n dg r i d t h ed s pd e v i c et m s 3 2 0 f 2 4 0i su s e d i nt h ec o n t r o ls y s t e mf o rr e a lt i m ec o n t r 0 1i np o w e rc o n v e r t e r s c o o p e r a t e dw i t hh i g hr e l i a b i l i t yc p l d d e v i c ee p m 7 1 2 8 s t h ee m ci nc u r r e n ts o u r c ep w m r e c t i f i e ri ss t u d i e di n t h i s p a p e a m e a s u r e st or e d u c es u c h e l e c t r o m a g n e t i c j n t e r f e r e n c ea r eb r i e f e d 北京交通人学硕上学位论文 a b s 刀曲( 了 s i m u l a t i n ga n dt e s t i n gw a v e f o r m sa n da n a l y s i sa r eg i v e n i nt h i sp a p e r i ti sv e r i f i e dt h a tc s rc a nw o r ko nu n i tp o w e r c o e f f i c i e n t o p e r a t i n g m o d e ；t h es w i t c h i n gf r e q u e n c y i s d e c r e a s i n gd i s t i n c t l y k e yw o r d s ：c s r ，c u r r e n t s p a c ev e c t o r ，d s p , d e c o u p l i n g c o n t r o l 北京交通大学硕十学位论文 绪论 1 1课题背景 第一章绪论 更多的利用可再生能源，可减少空气污染和温室效应，有利于 环保。风能是空气流动产生的功能，风能是一种可再生的清洁能源， 储量大、分布广，是一种可再生的自然资源，是人类最早利用的能 源之一，它和太阳能在近期内是最有大规模开发利用前景的可再生 能源。近年来，风能和太阳能发电从实验研究迅速发展成为一项专 fj 的技术，其发电成本已接近常规能源发电，是电力：r 业中增长速 度最快的电源。与其他发电方式比较，风力发电及太阳能发电又是 最清洁的，它不排放任何有害物质，也不存在移民问题，因此发展 风力发电是减少温室效应气体排放，保护生态环境，改善电力结构 的重要措施。 风力发电的并网方式，大致可分为异步发电机、同步发电机和 双馈发电机三种方式。由于风力发电存在风速低时发电机所发电能 的电压过低且频率变化大而不能并网，太阳能发电也同样存在这方 面问题。因此不可能采用将发电机与公共电网直接相连的方法进行 联网，而须在发电机或光电池之间设计一个由电力电予装置完成的 功率接口，将电压和频率均随机变化的电能变换成电压、频率、谐 波、相角和功率因数都符合电网要求的交流电能，再与公共电网相 连，实现并网。近1 0 年来，人们采用了多种电能变换方案，尽管这 些方案能相当程度地解决可再生能源发电并网的问题，但相对来说 要么系统复杂，要么不能利用低风速及低光照时的可再生能源。 针对风速低时电压及频率不能满足并网的问题，系统采用电流 型p w m 整流器变换馈网( 如图1 一1 ) ，既能充分利用低风速或低光强 能源，又具备变换效率高且系统简单的电能并网方式。图卜l 中风 北京变通大学硕上学位论文绪论 能通过三相或多相同步发电机变换为交流电能，交流电能经不控整 流器整流为直流电能经过电流型脉冲整流器直接逆变馈网，无须增 加额外的升压装置，可减少系统成本，提高系统的效率。 本文即针对此方案所作的前期研究工作，其主要内容包括分析 研究电流型p 州整流器的电路拓扑、工作原理以及控制策略；寻找 一种适合大功率发电场合的控制方式。 图卜1风力发电系统原理图 f i g u f e1 1 s y s t e md i a g r a mo fw i n dp o w e rg e n e r a t i o n 1 2 电流型脉冲整流器的发展 电流型p w m 整流器( c u r r e n ts o u r c er e c t if i e r c s r ) 作为种 性能优良，且很有发展前途的功率变换装置，除了高功率因数整流 外，它取得了更为广泛的应用，如静止无功补偿( s v g ) 有源滤波器 ( a p f ) ，超导储能( s m e s ) ，电气传动( e d ) ，高压直流输电( h v d c ) ， 统一潮流控制( u p f c ) ，新型u p s ，以及太阳能、风能等可再生能源 的并网发电等。 在我国，p w m 整流器也以其优良的性能和潜在优势引起了人们的 广泛关注，己成为电力电子技术研究的热点。相比较而言，电压型 p w m 整流器的研究更加广泛的深入一些，电流型p w m 整流器的研究则 相对要少得多。这也与它们各自的特点有关。 虽然b u s s ea l f r e d 等率先得出了电流型p 棚整流器网侧电流幅 相控制策略，但长期以来，电压型p 酬整流器以其简单的结构、较 低的损耗，方便的控制等优点，一直成为p w m 整流器研究的重点。 然圳干f 羔 珊氍 一 一 一霈 鬻旺 r 北京变通大学硕士学位沦文 绪论 而电流型p w m 整流器由于需要较大的直流储能电感，以及交流侧l c 滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制硝对复 杂化，从而制约了电流型p w m 整流器的应用与研究。 但是电流型p w m 整流器在大功率交流传动，直流侧包含有一个 串联的大电感的场合，直流调速系统等方匝仍然有其自身的优势。 特别是随着超导技术的应用和发展，电流型p w m 整流器在超导储能 中取得了成功的应用。由于超导线圈损耗极低，并且可以作为电流 型p w m 整流器的直流储能电感，因而克服了其原有不足。在超导储 能变流环节中应用的电流型p w m 整流器无需另加直流电感，并且具 有良好的电流保护性能，因此与电压型p w m 整流器相比，电流型p w m 整流器更为合适。 电流型p w ma c d c 变换器在类似超导储能应用的人功率变流系 统中具有突j 啪的优点，但呈现多输入、多输出、非线性耦合特性， 因而常规的线性控制策略很难使系统获得优良的动态性能，因而使 控制结构复杂化。经过数年的研究，电流型p w m 整流器技术同样得 到了发展，其研究主要集中在以下儿个方面： ( 1 ) 数学建模和特性分析： ( 2 ) 三值p w m 信号发生技术： ( 3 ) 网侧电流畸变、振荡抑制及控制策略； ( 4 ) 网侧滤波参数的优化设计； ( 5 ) 不平衡电网条件下的控制系统设计。 对电流型p w m 整流器控制策略得研究主要集中在减少网侧谐波 成分，实现单位功率因数运行和抑制网侧电流振荡的方法上。要实 现单位功率因数，最重要的是网侧电流的控制，使其正弦化。目前， 主要有间接电流控制和直接电流控制两类控制方法，各有利弊。一 般郡是带有静馈补偿的。从开关逻辑形成讲，主要有空间矢量控制 ( s v c ) ，p w m 调制控制( p m c ) 和宣接能量控制( d p c ) 。而对于由输 入滤波器导致的网侧电流振荡的抑制可以增加滤波器衰减电阻的阻 值，但是这样必然增加系统的损耗，降低系统效率。另外，可以采 北京交通大学倾l 学位论文绪论 用复杂的反馈闭环控制来抑制这一振荡电流，l p , 女n 基于电感电压反 馈的方法。 目前，许多的控制方法已相继提了出来，比如基于三相交流侧 指令电流的间接电流控制，三相c s r 状态反馈控制和三相c s r 空间 矢量p w m 控制，d e l t a 调制，坐标变换解耦控制，基于神经元网络 的控制，采用空间矢量调制的直接能量控制，合成的状态变量建模 与非线性控制等，一些软开关的技术也被引入到了电流型p w m 整流 器中。可以说，随着电流型p w m 整流器研究的深入必将进一步扩展 其应用领域，而其应用范围的扩展也必将促使其控制方法的进一步 完善和成熟。 1 3电流型脉冲整流器主要技术参数 交流侧输入： 线制：三相四线 等级：3 8 0 v 1 0 频率：工频5 0 0 5 h z 总谐波畸变( t h d ) ：5 功率因数： o 9 8 直流侧输出 额定输出电压：0 5 0 0 v ( 连续可调) 额定输出电流：5 0 a 电流纹波：5 额定输出功率：2 5 k w 负载类型：阻性负载 1 4本论文研究的主要内容 本论文详细讨论了电流型p w m 脉冲整流器的工作原理，以及 ! ! 蔓茎里查兰堕圭兰壁篓茎 c 丝堡 系统软硬件的实现，并对系统的控制方法进行了讨论，进而从矢量 控制的观点出发，对电流型p w m 脉冲整流器进行有功功率和无功 功率的解耦控制；同时针对网侧输入滤波器所产生的无功功率进行 补偿，对由网侧l c 滤波器引起的电流谐振采取了抑制措施。第二、 第四章介绍了电流型p w m 脉冲整流器的主电路、驱动电路、控制 电路的软硬件实现，其中包括主电路拓扑、参数选择、实际器件的 应用、d s p 软硬件设计以及辅助电源的设计。第三章详细介绍了系 统控制策略的分析与实现，包括系统等效电路与工作原理分析、空 间矢量分析以及空间矢量控制策略的研究与实现。第五章介绍了整 个系统实现过程中采用的一些电磁兼容措施。第六章给出了相关的 m a t l a b s i m u l i n k 仿真波形以及试验波形，并对其进行分析。最后对 整个系统在实现过程中遇到的问题以及解决方法进行了综述，给出 了结论。 扎京交通人学硕上学位论文 系统分析 第二章系统分析 并网装置的性能是否能够满足设计要求，与电流型脉冲整流器 的系统结构、负载特性以及整流器所选择的控制策略有关。本章对 电流型p w m 整流器的物理模型问题进行了详细分析，并给出详尽 的设计方案。 2 1电流型p w m 脉冲整流器拓扑 p w m 整流器有多种拓扑结构，按不同的标准有不同的分类方 法。其中最基本的方法是根据直流侧储能形式的不同可分为电压型 p w m 脉冲整流器( v s r ) 和电流型p w m 脉冲整流器( c s r ) 。 电流型p w m 整流器( c u r r e n ts o u r c e r e c t i f i e 卜一c s r ) 拓扑结构 最显著的特征就是直流侧采用电感进行直流储能，从而使c s r 直流 侧呈现高阻抗的电流源特性。 图2 一l电流型p 州整流器主电路原理 f i g u r e2 1 m a i nc j r c u its c h e m a t i c0 i a g r a mo fc s r 系统主电路原理图如图2 1 示。图中我们可以看出，电流型p w m 脉冲整流器可以看作由三个半桥电路并联在一起，其交流侧是一个 由l 。和c 。构成的无中线三相对称l c 滤波电路，以滤除c s r 网侧的 北京交通大学硕士学位论文 系统分析 谐波电流，并挪制c s r 交流测谐波电压。这里的l 。包括网侧滤波电 感和电网的漏感：整流桥由六个开关管q 1 - 0 6 ( 如g t o ) 组成， 由于c s r 的电路结构特点，需要丌关管具有单向导通电流能力，并 可承受反向阻断电压，因此电流型p w m 脉冲整流器的开关管大多 使用的是g t o 。但由于g t o 的开关频率有限，本系统中采用i g b t 作为主丌关管，并在每个主开关管上串连一个功率二极管使其具有 反向阻断能力。直流侧采用电感l ，进行滤波储能：见为直流侧等效 负载电阻。 。、屯、i ，。为变压器副边输出电流；i 。、k 、i r , 为整流前端输 入p w m 电流；k 为直流母线电流；c ，。为等效三相对称电压源， 本系统中为变压器副边输出电压。 2 2电路工作原理分析 图2 2 三相四桥臂电流型p 删脉冲整流器 f i g u r e2 2c s rt o p o i o g yw i t hf o u rl e g s 在理想情况下，假设电网三相电压平衡，根据三相c s r 主电路 的拓扑结构分析，可将三相电网电动势中心点与三相c s r 网侧l c 滤 波器电容中心点以及虚设的第四桥臂输出端直接相连( 如图2 2 为 三相四桥臂电路) ，这时三相c s r 交流侧可分解为三个单相c s r ，因 此，三相c s r 交流侧波形分析可简化成单相c s r 交流侧波形分析。 北京交通大学硕士学位论文系统分析 而对于三相c s r 直流侧波形，则只须将三个单相c s r 直流侧波形叠 加即可。值得注意的是，三个单相c s rp w m 各自的调制信号相位应 互差1 2 0 | 。 “ 本章在分析三相电流型p w m 脉冲整流器的工作原理之前，先 分析单相c s r 的工作原理，它是分柝三相c s r 的基础。 2 2 1单相电流型p w m 脉冲整流器 单相电路原理图如o 1 ， 图2 3 示，s 1 $ 4 为具 f s ，s 、i 有反向阻断能力的开关 。石。瓶剥 管。l 。和c ，组成网侧二 “l 一广 e 阶滤波器，上。是直流侧r 1 1 一 储能滤波电感。 图2 3 单相电路原理圈 f i g u r e2 3s i n g l ep h a s ec i r c u i ts c h e m e 2 2 1 1开关模式 由图2 - 3 电路原理图可以推出单相c s r 等效电路图如图2 4 示。 这革假设线路电阻与滤波电感相比非常小，可忽略不计。由于直流 侧储能电感的存在，使直流侧表现出电流源的特性。对等效电路进 行分析，可以得出如果要实现c s r 的四象限运行，其关键在于对 c s r 交流侧电流i1 的控制。而采用电流p w m 便能实现交流侧r(t c s r 电流f ，( f ) 基波幅值和相角的控制。 c s r 直流侧电流不变，即 f ；g u r e 2 爨高；嚣慧徽。如u ，t t d ：e l 舻 若采用单极性调制，单相c s r 交流侧电流i ，( f ) 将在j 。，0 ，一j 。 问切换。其中，在单相c s r 交流侧电流基波正半周，f r ( f ) 只在0 和k 一墨 哥 皇t 强此蚴帅盯毗：f 妻! 幛 一僦黼一 蓟行够制引进足控_ 耋_ 黜鞭雌艄瞄粹刖 北京交通大学坝士学位论文系统分折 间切换；而在交流侧电流基波的负半周，则只在o 和一j 。间切换。 因此单极性调制时，单相c s r 开关过程共存在四种开关模式： ( 1 ) s 1 、s 4 导通，s 2 、s 3 关断； ( 2 ) s 2 、s 3 导通，s 1 、s 4 关断； ( 3 ) s l 、s 3 导通，s 2 、s 4 关断； ( 4 ) s 2 、s 4 导通，s 1 、s 3 荧断。 这可以由三值逻辑开关函数描述： f 1s 1 、s 4 导通，s 2 、s 3 关断 盯：j os 1 、s 3 导通或s 2 、s 4 导通 1 1s 2 、s 3 导通，s 1 、s 4 关断i l 显然，模式3 和模式4 对应的c s r 交流侧电流为零，因而称其 为“零模式”。 当s l ，s 3 同时导通和( 或) s 2 ，s 4 同时导通时，储能滤波电 感通过开关管对直流电源充电，此时图2 - 4 电感l ，的电压为左负右 正，同时电源u 。向电容c 。放电；当s 1 ，s 4 导通，s 2 ，s 3 关断时电 感的极性变为左正右负，与直流电源的极性相同，二者相迭加后加 在电容两端给电容充电。因此，该时刻电容上的电压为直流电源电 压u 。与电感l 上的感应电压共同作用的结果。由此可见，适当的控 制s i ，s 2 ，s 3 ，s 4 的开关组合状态，即可实现整流器由直流向交流 的逆变运行，又可实现由交流向直流的整流运行。 2 2 1 2波形分析 i 交流侧电流 采用单极性调制时，交流侧电流4 ( t ) 可以用三值逻辑开关函数 描述为： i ，q ) = l k o ) 一，女d ( 2 一1 ) 试网侧电流 由于c s r 网侧具有二阶滤波环节，相对于v s r 网侧一阶滤波环 节而占，其分析相对复杂。由单相c s r 交流侧回路，推得网侧电流 北京交通人学项上学位论文系统分析 频域表达式为： 琊) 2 丽) + 丽再1 瓦而) ( 2 _ 2 ) 其中，o ) 一网侧电流；u ( s ) 一电网电动势；j ，o ) 交流 侧电流。 显然1 0 ) 在受( s ) 控制的同时，还受u ( s ) 扰动的影响，且传递 环节呈现二阶特性。而表征其时域动态特性的无阻尼自然振荡频率 q 、阻尼比亭分别为： 旷匾伢。， e = 鲁j 专 为了取得较为理想的网侧电流滤波特性，需以式( 2 - 3 ) 为依据， 合理设计b 三；、e 滤波参数。另外，由于网侧电容吸取超前电流， 因而当c s r 单位功率因数运行时，c s r 交流侧必须提供滞后电流。 斌真流侧电压 单极性调制时，单相c s r 直流侧电压( f ) 可由三值逻辑开关函 数描述。即 v d c ( t ) = v 。( f ) o ( 2 4 ) 其中，k p ) 为单相c s r 交流侧电容电压。 当忽略p 删谐波分量，几只考虑稳态条件下单相吒s r 交流侧电 容电压v ( t ) 与开关函数o ( t ) 的基波分量时，令： 卜( r ) 。5 1 “似+ 眈( 2 5 ) i 盯o ) 一ms i n ( 耐+ ) 式中：矿乙交流侧电容基波电压峰值： m - - - p w m 调制比： 吼、讫一v 。o ) 、盯o ) 基波初始相角。 北京交通人学硕上学位论文 系统分析 将式( 2 5 ) 代入式( 2 4 ) ，得单相c s r 直流侧电压0 ) 的低 频表达式： p 女p ) 一，村。s i n ( w t + 妒1 ) s i n ( o n + 妒2 ) ：华 c o s ( 旷甲。) - c o s ( 2 1 0 t + t p t + q ? 2 ) 2 删 式( 2 6 ) 表明：当m s l 时，单相c s r 交流德到直流侧的变换 具有b u c k 变换特性，且直流侧电压中含有2 次谐波分量。 i v 。 直流侧电流毛。( f ) 单相c s r 直流回路方程为： 洲= k 掣+ r , t i d 。( r ) ( 2 - 7 ) 显然，当k 有限时，由于( f ) 波形为p w m 波形，其c s r 直流 侧电流t ( f ) 波形必为脉动的。另外，由式( 2 7 ) 易得 鼬) ；若籍 ( 2 _ 8 ) 丁见，单相c s r 直流电压0 ) 到直流电流( r ) 的传递环节为一 阶般性环节，因此，。越大，其直流电流脉动就越小。 2 2 1 3电路矢量图 在理想情况下，系统的电路矢量关系如图2 。5 图2 - 6 示。图2 5 示的是c s r 运行在整流工况功率因数为1 的情况下的电路矢量图： 图2 - 6 示的是电流型p w m 整流器运行在逆变工况功率因数为1 的 情况下的电路矢量图。 图中的。为滤波电感，由于电力电子装鼍工作时会产生系统所 不希望的谐波，因此为了满足相关的国际标准，在进行电力电子装 置设计时应增加滤波装置。电容e 。与普通的电流源逆变器构成了电 流型脉冲整流器，为直流侧整流电压。为了能够得到单位功率因 数的整流( 或逆变) 运行状态，必须通过适当的调整脉冲整流器的 交流网侧电流矢量，令它实时跟踪电网电压矢量并与其同相位( 或 北京交通大学硕士学位论文系统分析 反相位) 。 i f “；，盯 7u c f “。 l 7 拶眵卜如、， u ， l 以、卜 l ：三 fa ) 不考虑滤波电感( b ) 考虑滤波电感( a 如0 口口d 口日b 1 口口口口 图2 5 整流工况的矢量图 o2 - 6 口dbn 0 口 f i g u r e2 , 5v e c t o rd i a g r a mo l lr e c t i f y i n g f i g u r e 2 6v e d o rd i a g r a mo n o p e r a t i n gm o d e i n v e r s i o no p e r a t i n gm o d e 1 整流工况 理想情况的拯流器在整流工况卜_ 要想功率斟数达到1 0 ，网侧电 压h 。( r ) 与电流t ( f ) 矢量为同相位，如图2 - 5 a 所示，在不考虑滤波电 感工。的情况下，网侧电压电流满足卜- 式关系： c = j o , c 。u s + t ( 2 9 ) 因为k 的矢量总是保持超前u 。9 0 。，且其大小与【，。成正比( 与 电容c 。的大小有关) ，因此，在己知t 的条件下，按图2 5 a 所示的 矢量图控制，就能保证整流器的功率因子为1 0 。但是在考虑。的 影响后，情况就会复杂许多。 图2 5 b 为考虑滤波电感时的矢量关系图。网侧电压电流的关系 满足以下等式： i s = j o , c s u c 十， u s ；u c + 叽 u l = j o j l s ( 2 一1 0 ) ( 2 一1 1 ) ( 2 1 2 ) 由以上三式可知，要保持网侧电流矢量与电网电压矢量保持 0 。，即整流器的功率因子为1 0 ，则必须象对电压型脉冲整流器控 制那样，控制巧。的矢量端点在与矢量以相垂直的右侧水平线上移 动。对于控制系统而言，f 为可控制量。由矢量图可知在考虑滤波 北京交通大学倾士学位论文系统分析 电感对系统的延迟影响时，要使得系统的功率因子为1 0 ，则应控制 f 较不考虑滤波电感时滞后一个角度。 2 逆变丁况 理想情况的整流器在逆变工况下要想功率因数达到一1 0 ，网侧电 压，o ) 与电流p ) 矢量之间成1 8 0 6 夹角，如图2 - 6 a 所示，在不考 虑滤波电感上。的情况下，网侧电压电流满足下式关系： t = 一j o j c 。d 。 ( 2 - 1 3 ) 此情况f 与整流工况相同，通过控制，就能保证整流器的功率 因子为1 0 。当考虑滤波电感k 的影响后，电路的矢量关系图如图 2 6 b 所示。网侧电压电流满足以下关系： t ；i s j a , c ，t j 。 ( 2 1 4 ) d 。；d ，+ 巧， ( 2 - 1 5 ) 疗，；泐，。 ( 21 6 ) 由上述三式可得，若保持整流器功率网数为1 0 ，则应控制r 较 小考虑滤波电感时超前一个角度。 根据以卜- 分析，由矢量图可知，不论系统运行于何种工况，对 该系统的控制均较为复杂。所以，系统聚用矢量控制较为方便。 2 2 2三相电流型p w m 整流器 2 2 2 1开关模式 对于三相c s r ，根据其电路结构特点，采用三值逻辑p w m 信 号发生技术来实现其交流侧电流的p w m 调制。采用三值逻辑信号 发生技术要求三相c s r 的上桥臂或下桥臂在任意开关过程中有且仅 有一个丌关管导通。基于三值逻辑发生的开关函数的数学描述如下 式： f l上桥臂开关管导通，下桥臂丌关管关断 盯：j 0同桥臂开关管全导通或全关断 ( 21 7 ) i 一1下桥臂开关管导通，上桥臂开关管关断 e 京交通人学硕十学位论文 系统分析 由式2 1 7 表示的开关函数波形发生规律，三相c s r 在工作过程 中共存在9 种开关模式，如表2 - 1 。 表2 一l ：c s r 的开关模式 开关模式123 456789 导通器件1 、2 2 、33 、44 、55 、66 、11 、43 、65 、2 开关函数 1 , 0 ，一0 ，1 ，一一l ，1 ，1 , 0 ，0 , - 1 ，1 ，一1 ，0 ，0 ，00 , 0 ，00 ，0 ，0 110110 注：为了表示简单，表2 1 中，将开关管简记为卜6 分别表示图2 - 2 中相应的开关 管和与之串联的二板管。 从上表可以看m ，任何开关过程，三相c s r 上下桥臂各有且仅 有一个丌关管导通，这与相控整流器的1 2 0 。导电型控制模式比较相 近。在进行p w m 电流调制时，可通过1 、0 、一1 这三种模式的不同 组合来产生所需要的电流矢量。在这9 种丌关模式当中，有3 种模 式可产生“零矢量”，这为模式切换提供了更多的选择，但从开关损 耗和电流的畸变角度出发，应以开关动作次数最少为选择“零矢量” 的准则。 2 2 2 2 电量分析 j 交流侧电流 对于三相c s r 三值逻辑p w m 控制，三相c s r 任意一相交流侧电 流f ，( f ) ( ，2 a 、b 、c ) 均可用三值逻辑开关函数d ，( j 2 a 、b 、c ) 描 述，即： i a t ) 一t ( f ) 一k d j ( 2 1 8 ) 显然对于三相c s r 任意相交流侧电流，其波形即为单极性调 制时的电流型p 1 l i m 波形。在交流侧基波电流正半周，其电流i a t ) 只 在0 和匕间切换；而在交流侧电流基波的负半周，则只在0 和一k 间 切换。 j ! 塞錾堡查主堡主兰垡堡苎至竺坌堑 i i 直流侧电乐 由于三相c s r 直流侧电压o ) 可认为是兰个相位差互为1 2 0 。的 单相单桥臂c s r 直流侧电压的叠加，因此由三值逻辑开关函数描述 仃的三相直流侧电压为： p ) = v ，( f ) 。， ( j 2 a 、h 、c ) ( 2 1 9 ) m z 式中：v i o ) 为三相c s r 交流侧相电压( j = a 、b 、c ) 。可见，三相 直流侧电压( f ) 是对其交流侧电压v ，( f ) 调制的结果。 当开关频率足够高，且c s r 交流侧l c 滤波器的截止频率足够低 时，可忽略交流侧电压v 。( f ) 及开关函数口，中的谐波成分，即令： f 心( f ) 一吃s i n ( w t 一口) ( f ) 一s i n ( w t 一0 - 1 2 0 。) ( 2 2 ( ) ) l v 。o ) m 圪s i n ( f o t 一0 + 1 2 0 ) f 盯。o ) * ms i n ( w t 一妒) c r b ( t ) * ms i n ( o t 一妒一1 2 0 。) ( 2 - 2 1 ) i q ( f ) 一ms i n ( w t 一妒+ 1 2 0 。) 式中：匕交流侧基波电压的峰值； m p 嘲调制比( m i l ) ； 补0 仃，、v ，( f ) 基波的初始相角( j 2 a 、b 、c ) 。 将式( 2 - 2 0 ) 、( 2 - 2 1 ) 代入( 2 - 1 9 ) 得 1 v d 。( f ) 一三胁屹c o s ( 0 一妒) ( 2 2 2 ) 二 式( 2 - 2 2 ) 表明，当三相c s r 三相平衡运行时，若忽略p w m 谐 波成分，则三相直流侧电压( t ) 可认为是只含有直流量，且当k 、 厂、0 一定时，v a c ( t ) 的幅值与p v o d 调制比m 成j 下比，且 v d + ( t ) s 三m 吒 ( 2 2 3 ) 式( 2 2 3 ) 表明，三相c s r 交流侧到直流侧的变换具有b u c k 变换 器特性。与单相c s r 直流侧电压相比，三相c s r 直流侧电压不含二 北京交通入学硕士学位论文 系统分析 次谐波成分。 i i i 直流侧电流 对于三相c s r 拓扑结构，其直流侧电压o ) 经一阶惯性环节传 递后，即得三相c s r 直流侧电流。当三相电网平衡时，由于三相c s r 直流侧电压不含二次谐波分量，因此同样的直流侧电感条件下，相 对于单相c s r ，三相c s r 直流侧电流的低频脉动幅值较小，也就是说， 三相c s r 减小了对电感大小的要求。 ! ! 堡茎塑查堂竺主堂些堕塞 。墨堑圭生堕堡生 第三章系统主电路设计 在电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等工业领域中，多数 电力电子装置通过整流器与电网相连，因此整流器装置的性能优劣 直接影响电网电能的质量。高功率因数整流装置的应用使提高电网 功率冈数、抑制电网电压波形畸变、减小电网电流谐波成分成为了 可能。电流型p w m 脉冲整流器即是这种高功率困数整流装置，本章 将简述电流型p w m 脉冲整流器的主电路结构、器件的应用选择、 主要器件的条件参数计算。 3 1 系统主电路拓扑结构 图3 - 1 试验系统主电路拓扑 f i g u r e3 im a i nc i r c u il t o p o l o g yo ft e s t i n gs y sl e m 本系统目的是检验电流型p w m 脉冲整流器的各种性能特点， 探索电流型p w m 脉冲整流器的控制方法，寻找适合基于d s p 的数 字控制系统的最为有效的高性能的控制策略，以便拓展电流型p w m 脉冲整流器的应用领域，在某些不便于应用电压型p w m 脉冲整流 北京交通大学硕上学位论文系统主电路设计 器的场合，电流型脉冲整流器即可发挥它的优势，比如超导储能、 风力发电等等。 试验系统的主电路拓扑如图3 1 所示。本系统中，采用了变压 器t r 隔离的方式，使实验室的电网电压与电流型p w m 脉冲整流器 实现电的隔离，以防止脉冲整流器产生的电磁污染串入实验室电网， 同时防止电网的尖峰畸变影响脉冲整流器的控制。试验系统负载选 用纯阻性负载一功率变阻箱，可调节阻值大小，便于系统进行变负 载试验。脉冲整流器的交流侧通过断路器k m l 与隔离变压器t r 相 连，直流侧通过断路器k m 2 与负载电阻相连，可以在系统故障时及 时切除电源与脉冲整流器的硬件连接。t v d 为直流侧电压检测传感 器，主要用丁过j = 兰保护处理；t a a 为直流侧电流检测传感器，主要用 于直流侧恒流控制( 通过p i 调节来产生输入参考电流值，从而达到 p w m 整流器整流输出电流恒定的目的) 和过流保护处理；t a l 、t a 2 为交流侧电流检测传感器，主要用于交流电流调节的检测和过流保 护处理。 3 2 主电路参数选择计算 系统主电路参数设计主要包括输入变压器参数、直流侧储能电 抗参数设计、交流侧滤波参数设计和开关管的选择，以下对其进行 分别阐述。 3 2 1输入变压器 3 2 1 1变压嚣绕组接法 输入变压器起到了隔离电磁干扰的作用。对变压器进行设计时， 考虑到变压器磁化曲线的非线性，在铁心中要得到正弦磁通，激磁 北京交通大学硕十学位论文 系统丰电路设计 电流必定要含有三次谐波。当变压器采用一y 联结时，町以供给 产生m 弦磁通所需要的三次谐波电流，这样主磁通将保持接近正弦， 当然电势也就接近正弦。因此本文设计的变压器原边采用绕法， 副边采用y 绕法。 3 2 1 2 变压器变比 根据系统主要技术参数的要求，电流型p w m 整流器的输入电 压即变压器的副边输出相电压有效值u 2 为2 2 0 v ( 线电压有效值 3 8 0 v ) ，变压器原边输入电压为电网电压，即原边输入线电压有效值 u 1 为3 8 0 v ，设变压器原副边变比为k ，由于变压器采用一y 联结， 则有如下等式： u 1 = k x u 2 ( 3 - 1 ) 贝l j 变压器变比k = 3 8 0 2 2 0 = 1 7 3 2 。 3 2 1 3变压器容量 根据脉冲整流器的主要技术参数， 2 5 k w ，因整流器工作在单位功率因 数，因此设计输入变压器时选其容 量为2 5 k v a 。原副边各自的电流也 很容易计算出来，根据算得的电流 就可以设计变压器原副边绕组的线 径。 冷却形式：干式自然风冷。 系统瞬时最大输出功率为 三d c 图3 2 三相c s r 直流侧等效电路 f i g u r e3 2e q u i v a l e n ts c h e m e o f c s r0 1 1d c p o r t i o n 3 2 2直流侧滤波电抗设计 三相c s r 直流储能电感的作用主要是在滤除c s r 直流侧谐波电 流的同时，使三相c s r 直流侧具有较大的输出阻抗，即使其呈现电 流源的特性。 北京交通大学硕七学位论文 系统主电路设计 一般而言，三相c s r 直流储能电感设计应考虑两个方面的因素： 其一，直流电感乞必须足够大，从而使三相c s r 直流侧具有较大的 输出阻抗，以抑制直流电流的脉动；其二，为使三相c s r 直流电流 i 。具有足够快的动态电流响应，直流电感j 已。的取值必须受到限制。 以下具体进行讨论。 考虑到三相c s r 直流侧带反电动势负载时的一般情况，此时直 流侧等效电路如图3 2 所示。显然，三相c s r 直流回路方程为 v 。( f ) 一e z ( t ) ；k 掣+ f d c ( f ) r 。 ( 3 2 ) u f 式中e ，、r 。直流负载电动势及电阻； k 直流侧储能电感。 要求解i 。9 ) ，则必须已知p 。o ) 、e l o ) 。为简化分析r 令直流 负载电动势恒定不变，即 e l ( t ) = e l = 常数 ( 3 3 ) 根据三值逻辑p w m 控制规律，三相c s r 直流侧电压。d ) 的开 关函数描述为 v a 。o ) = 口j v j = 盯。o ) + v a ( f ) + 口。o 。p ) + 仃。( f ) v 。g ) ( 3 4 ) 若在峰磕功率因数控制稳态条件下，v ，( t x j ：n ，b ，c ) 为正弦基 波相电压，且基波相电压 峰值为，这时可以考虑 以一个幅值为3 k 且占 空比固定的单极性p w m 电压调制波近似取代 v d c o ) ，如图3 - 3 所示a 实际上，由于v 。( f ) 的 瞬时值不大于交流侧线电 e l 厂 n 厂 厂1 illi lli i t i ； ； ； 娑： 生 二-k 二 ii i f 1l ， 0 五一f 。 ， 压峰值玑，因此以 幽3 3 直流侧电压、电流稳态调制波形 ；取代v d c ( r ) 的近似处 f i 9 “3 3 盘蒯。”d u 枷n g ”砌1 噼州“”“ 理，提高了直流储能电感的设计要求。显然，这种近似处理是合理 北京交通人学硕士学位论文 系统主电路设汁 的。 从图3 3 看出，由于v 。( r ) 波形呈现p w m 波形，因此当直流侧 储能电感。一定时，其直流电流f d 。是脉动的。为此，l 。应足够大， 以抑制f 。的脉动。一个p w m 开关周期t s 中的直流回路方程为 压k = r d i d d 型( i t + & ( 峨f v ( 3 5 ) 。哦w ) + l 学峨( 。“s ，) 式中f d c l ( t ) - - 一第一时间区间( o f f 。) 直流侧电流瞬时值； i d c 2 ( t ) - - 一第二时间区间( o f t s 一1 ) 直流侧电流瞬时值； 7 一一坐标平移后的新时间坐标值( f = f t 1 ) 。 f h 电路原理易知，稳态时第一时间区间电流终值i 。( f 1 ) 等于第 二时间区间电流初值i d c 2 ( o ) ，而第二时间区间的电流终值i 。( 五一t 。) 等于第一时问区间的电流初值i 。( o ) ，即 卜( ，) 2 a n ( o ( 3 - 6 ) l f d c 2 0 j t j ) = f 。，( o ) 联立式( 3 - 5 ) 、式( 3 6 ) ，可求解直流电流脉动量a i 。为 f d 。咆以1 ) _ f d c l ( o ) = 等 业笋】( 3 - ， 式中五一一三相c s r 直流回路时间常数 t 。惫 s ， 当p w m 开关频率足够高，即t s 1 3 5 m h 。 若取阶跃响应上升时间t ：= o 0 0 2 s ，则直流储能电感l 。的取值范围 为1 3 5 m h l d c 2 0 m h ，本系统l d c 取1 5 m h 。 3 2 3交流侧l c 滤波参数设计 整流器交流侧l 、c 构成了二阶滤波网络，保证能够在三相 p w m a c d c 整流器交流侧获得波形良好的进线电流，避免困p w m 调制而产生的高频电流进入电网。因此，这两者参数的设计一方面 要考虑滤除开关频率附近的高次谐波，同时防止基波电流过多的损 失，另一方面要在参数的配合上避免l c 振荡。 1 ) 电感l 设计 直接与电网相连，其两端电压显然不能太高，否则将引起较 大的电网电压损失，设电网相也压有效值e ，则： c o l l 血 即) 垒丝 i ( 3 1