（电力电子与电力传动专业论文）dsp控制三相逆变器并联技术的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 摘要 a b s t r a c t a st h er e q u i r e m e n to fh i 曲q u a l i t ya n dr e l i a b i l i t yp o w e rs u p p l yi n c r e a s i n g ，u n i n t e r r u p t i b l e p o w e rs y s t e m ( u p s ) a r ew i d e l yu s e d a n dw i t ht h ed e v e l o p m e n to f i n f o r m a t i o nt e c h n i q u e ，d i g i t a l s i g n a lp r o c e s s o r s ( d s p ) h a sb e e nu s e di nm a n yf i e l d s n o w a d a y st h ed i g i t a lc o n t r o lb a s e do nd s p i ni n v e a e ri sm o r ep o p u l a r a n dt h eu p sm o d u l cw o r k i n gi np a r a l l e li sc o n s i d e r e da sa ni m p o r t a n t a p p r o a c ht oi n c r e a s et h ec a p a b i l i t ya n dr e l i a b i l i t yo f p o w e rs y s t e m i nt h i s t h e s i st h ei n v e r t e rc o n t r o lm e t h o di sd u a ll o o po nv o l t a g ea n di n d u c t o r - c u r r e n t f e e d b a c kw i t ha l lo u t e ra v e r a g ev o i t a g el o o p b a s eo nt h ei n v e r t e rm o d e l ，t h ep a r a m e t e ro ft h e s e d i f f e r e n tc o n t r o ll o o pc o n t r o l l e ri sd e s i g n e da n dt h ed i g i t a lc o n t r o la c h i e v e dt h r o u g hd s p t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a a b o v et h es i n g l ei n v e r t e rm e n t i o n e db e f o r e ，t h ec h a r a c t e ro fc i r c u l a t i n g c u r r e n ti np a r a l l e li n v e r t e ri sp r o v i d e d a n dt h ec o n t r o lm e t h o db a s eo na c t i v ea n dr e a c t i v ep o w e r i si n t r o d u c e di n c l u d i n gt h er e f e r e n c ev o l t a g ep h a s ea n da m p l i t u d ea d j u s t s ，p o w e rc a l c u l a t i o na n d o u t p u tv o l t a g es y n c h r o n i z e di nd i f f e r e mi n v e r t e r a d d i t i o n a l l yt h ed e t a i lo f h a r d w a r ea n ds o r w a r e a r eg i v e n i nt h ee n dt h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r ep r o v i d e d k e y w o r d s ：u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs y s t e m ；i n v e r t e r ；d i g i t a lc o n t r o l ；p a r a l l e lc o n t r o l 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 1 1 背景1 1 第一章绪论 由于计算机和通信设备等为代表的非线性负载在运行过程中所产生的“谐波污染”造成 当今电网的供电质量的普遍恶化，电网电压和频率的急剧波动，供电的瞬时和长期中断，以 及在电网中所出现的各种人们无法预料和控制的干扰和高能浪涌都有可能造成用电设备的 硬件损坏或导致运行错误和数据丢失。因此为满足电网中一些对供电电源敏感的设备如电脑 系统、通讯系统、医疗系统等对高质量、高可靠性电源系统的需求，近年来不间断电源u p s 得到了广泛的应用。 所谓不问断供电电源是指电网( 市电) 输入发生异常或中断时，仍可以继续向负载供电， 并能够保证供电质量，使负载不受影响的电源装置。图l - l 为u p s 的系统框图，主要由三 个部分组成：整流器( a c d c ) 、逆变器( d c a c ) 、充电器( d c d c ) 。整流器输出的直流 电源向逆变器和充电器供电。逆变器把直流电源变换成所需的交流电( 一般为5 0 h z 、6 0 h z ) 向负载供电。充电器向储能单元( 蓄电池) 输送能量，作为后备能量加以存储，在市电异常 或中断时向逆变器直流侧供电。u p s 按其运行方式，可以分成以下三种类型：后备式 ( o f f - l i n e ) u p s 、在线式( o n - l i n e ) u p s 、在线互动式( l i n e i n t e r a c t i v e ) u p s 。 整流器 逆变器 图1 - 1u p s 系统框图 1 2 逆变器控制技术概述1 3 1 1 4 逆变器的控制目标是提高逆变器输出电压的稳态和动态性能。稳态性能主要是指输出电 压的稳态精度和提高带不平衡负载的能力；动态性能主要是指输出电压的t h d ( t o t a l h a r m o n i cd i s t o r t i o n ) 和负载突变时的动态响应水平。 逆变电源的控制技术从总体上可以分为两大类：基于周期的控制、瞬时控制。 1 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 基于周期的控制是通过对前一周期或多个周期的输出波形进行处理，利用所得到的结果 对当前的控毒4 进行校正的控制方法。从本质上看，基于周期的控制是通过对误差的周期性补 偿，实现稳态的无静差效果。 重复控制就是一种典型的基于周期控制方法。重复控制 2 1 的基本思想来源于控制理论 的内模原理，图1 - 2 为重复控制的系统控制框图，虚框中为重复控制器( n 为载波数) ，c ( s ) 为补偿器，g ( s ) 为控制对象模型。在重复信号发生器的作用下，控制器进行着一种逐周期点 对应式的积分控制，通过对波形误差的逐点补偿，稳态时可实现无静差控制效果。与积分环 节作用相类似，重复控制信号发生器对误差进行累加，只不过重复控制信号发生器以周期为 步长点对点的对应累加，而积分控制是对误差进行连续时间的累加。重复控制对于周期性的 扰动具有很好的校正作用，但是对于非周期性的扰动校正作用较差，并且在周期扰动出现对， 校正过程较长，动态性能比较差，为得到较好的输出波形和动态响应，需要与其它控制策略 相结合。 重复控制器 r 一一一一一一一一一一一_ 图1 - 2 重复控制系统控螽4 框图 采用输出电压有效值反馈的方法进行控制。控制框图如图1 3 所示。通过将输出电压有 效值与给定的电压有效值的参考值比较，误差信号经p i 调节后与单位正弦波信号相乘的结 果作为s p w m 的调制信号。这种控制方法仅对输出有效值进行控制，而s p w m 部分为开环 状态，无法对输出波形的正弦度进行调节。因而这种方法的输出波形稳压精度较高，稳定性 好，但对于负载突变动态响应非常慢，且非线性负载条件下，输出正弦波畸变较大。 图1 - 3 有效值反馈控制框图 2 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 为了提高逆变器输出电压波形的动态响应速度，出现了瞬时值反馈的控制方法。基于瞬 时控制是根据当前误差对输出波形进行有效的实时控制，可以分为单闭环p i d 控制，单闭 环滞环控制，瞬时值内环控制，电压电流双闭环控制5 】1 6 1 等。 p i d 控制以其简单、参数易于整定、发展成熟的特点，广泛应用于工程实践中，逆变器 控制也不例外。p i d 调节器是按误差信号的比例，积分和微分进行控制的调节器，其结构简 单，控制参数整定方便。图1 4 为p i e ) 控制框图。其中框图中g ( s ) 为被控对象，c ( s ) 为p i d 控制器，其传递函数如下： c ( s ) = k p + i k i + 野s 图1 - 4 p i d 控制框图 k p 、k 、髟分别为比例、积分、微分系数。其中增大世，可以加快系统响应时间，减小 系统稳态误差，提高控制精度，但也会使系统相对稳定性降低，甚至造成系统不稳定；积分 环节可以消除或减小控制系统的稳态误差，但也可能使系统的响应变慢，并可能造成系统不 稳定。微分环节有利于增加系统的稳定性，加速系统的动态响应。但微分作用也可以放大系 统的噪声，降低系统抗干扰能力。 滞环控制框图如图1 - 5 所示，其中g ( s ) 为被控对象，c ( s ) 为控制器。 图1 - 5 滞环控制框图 输出电压和参考正弦波电压比较，误差信号经过控制器c ( s ) ，其输出与滞环宽度相比较， 输出信号绝对值大于滞环宽度时，改变门极信号，这样就可以使得输出控制在参考给定左右 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 一定的误差范围内。滞环控制实现简单，稳定性好，但是也有明显的缺陷：开关频率不固定， 当滞环宽度越小，输出和参考给定也就越接近，但是系统的开关频率也就越高。 电压瞬时值内环反馈双环控制框图如图1 - 6 所示，内环为瞬时值环，外环采用平均值环 控制。相比外环，内环速度快，在正弦给定的情况下，瞬时值内环反馈能使输出电压波形尽 量接近正弦波，从而减小输出的电压畸变率。外环为平均值环，采用p i 调节器，速度较慢， 可以保证输出电压有较高的精度。 图i - 6 电压瞬时值内环反馈双环控制框图 电压电流双环反馈控制框图如图l - 7 所示，逆变器通过采样输出电压和输出滤波电感或 滤波电容上的电流，输出电压与参考给定的误差经过外环调节器输出作为内环电流环的参考 给定，通过电流内环调节器来控制电感电流( 或电容电流) 跟踪电流参考给定，能够提高系 统的动态响应。实践中，由于两个环的相互影响，参数整定 b 较困难。 图1 7 电压电流双环反馈控制框图 近些年来，随着微处理器的运算速度越来越快而成本越来越低，使得许多先进的控制理 论和方法在逆变器控制中得以应用，如滑模控制、模糊控制、神经网络控制等等。对逆变器 的先进控制方法的探讨一直是国内外学者的一个研究热点。 1 3 逆变器并联控制技术概述 随着信息处理技术的迅速发展，对u p s 的容量、可靠性的要求也越来越高，u p s 并联 4 浙江大学硕士学位论文 第一章 绪论 运行是提高电源系统可靠性和扩大供电容量的一种重要途径。相比于单台大容量u p s ，多 个较小容量的模块化u p s 并联不仅成本低、易维护，而且更为灵活、可靠，通过改变并联 u p s 模块的数目，可以获得不同的容量，通过u p s 模块的冗余并联可以提高系统的可靠性。 但相对于直流变换器的并联，u p s 模块并联确存在相当的难度。 为实现并联运行，各u p s 模块必须满足以下两个条件吐 ( 1 ) 当一个模块时或在运行中，其正弦输出电压的频率、相位和幅度必须与其它工作模 块精确一致，否则会导致u p s 之间存在环流，增大开关管的负担，甚至导致u p s 并联系统 的崩溃。 ( 2 ) 实现负载均分，否则会导致部分工作模块过载，甚至损坏功率器件。 早期逆变器并联采用在输出端串联电感的方法来抑制环流，要想达到较好的环流抑制效 果，需要使用较大的电感，从而导致逆变器的体积重量增加，同时输出串联电感上的存在较 大的电压降，降低了逆变器的输出精度。目前逆变器的并联控制方法主要有：集中控制方式、 主从控制方式、分布逻辑控制方式以及近年来出现的无互连线控制方式。 1 3 1 集中控制方式嘲 集中控制方式的控制框图如图1 8 所示 图1 - 8 集中控制方式示意图 该控制方法需要专门设置公共的同步及均流模块，各模块的锁相环电路可以实现输出电 压的频率、相位与同步信号一致。通过公共均流模块检测总的输出电流除以模块的并联数目 得到各模块输出电流基准，在各个模块通过锁相环使得输出电压之间的相位偏差很小的情况 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 下，可以认为各模块输出电流与基准之间的误差都是由于各模块输出电压幅值的不一致所引 起的，通过用误差量来补偿各模块基准电压的幅值可以实现输出电流的平衡。集中控制方式 结构简单，均流效果较好，但是一旦公共控制电路失效，整个并联系统无法工作，可靠性并 不高。 1 3 2 主从控制方式 该方法将并联控制器放到每台模块中，并联系统包括一个主模块和多个从模块，主模块 为电压型逆变器控制整个并联系统的输出电压幅值和频率，因而并联系统的输出电压幅值、 频率精度仅取决于主模块的设计精度。从模块为电流型逆变器控制输出电流。可以通过一定 的逻辑规则来确定一台主模块，如最先启动的一台为主模块或将主模块确定为固定的某台逆 变器。一种主从控制方式的控制框图如图1 - 9 所示，并联系统中主模块的输出电流作为从模 块的电流基准，使得从模块的输出电流i 。与主模块的输出电流i m 相同。该方法可以很好的 实现静态均流【”。主从式控制方式，在从模块之间可以实现冗余并联，但是一旦主模块故障 则整个并联系统不能正常工作，需要通过一定的逻辑规则选择一个从模块启动作为新的主模 块】f ”】如以输出电流最大的模块成为主模块，并联系统比较复杂。 图1 - 9 以主模块输出电流作为从模块电流基准的主从控制框图 1 3 3 分布式控制方式 与集中控制方式和主从控制方式相比较，采用分布逻辑控制方式的并联系统中不存在公 共控制电路，而且每个模块的地位是平等的，当某个模块一旦发生故障，该模块就自动退出 并联系统，其它模块仍然可以正常工作，它克服了集中控制和主从控制中存在的单个模块故 障整个并联系统瘫痪的问题，提高了并联系统的可靠性。分布逻辑控制方式将均流控制分散 6 一 一 一 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 在各个并联模块中，并通过模块间的互连线交换信息，如并联模块的输出电压、电流，有功、 无功分量以及频率和相位信号，通过各模块内部的控制器产生各模块公共的基准电压信号、 基准电流信号、以及相位同步信号【1 0 】【1 1 】【1 3 】。图1 1 0 为一种分布式控制方式的控制框 图，并联模块间有两个互连线，分别为公共电压基准信号u 和平均反馈电流信号f ，各并 联模块通过锁相环与公共电压基准信号同步使得各模块输出电压相位和频率一致，以平均反 馈电流f ，作为各个并联模块的电流参考值，各模块输出电流与参考值的误差调整电压参考 值的幅值实现均流。分布式控制方式，各模块冗余并联可靠性高，但是随着并联模块数目的 增加，以及互连线距离的增大，使得互连线信号容易收到干扰，尤其在采用模拟控制对，也 可以采用光纤通讯进行实时控制，这样能提高抗干扰能力，但将大大增加并联系统的成本。 吨冰河竺恤一坠竺卜 1 n 鬟 l n i 。 v n 杰。厂= r ：l 2 e 图1 - 1 0 互连公共基准电压信号v ，、电感电流采样平均反馈电流0 控制框图 1 3 4 无互连线控制方式 为了减少并联模块间互连线的数目，近年来提出了无互连线控制方式。控制框图如图 1 - 1 1 所示。各模块间除了输出负载线外，没有其他信号线相互连接。这种并联控制方式是基 于逆变器输出的外下垂特性，并联系统中在各模块的相位、幅值相差较小的时候，可以认 为并联系统的有功环流跟输出电压相位差有关，而无功环流跟输出电压幅值差有关。控制方 程为： 曲= 国一m p e = e 一n o 7 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 其中：和e + 分别为逆变器空载时的输出电压和频率，m 和n 为频率和幅值的下垂系数 利用逆变器输出的下垂特性，各模块以自身的有功和无功功率为依据，调整自身输出电 压的频率和幅值以达到各台逆变器的均流运行【1 7 】【1 8 】。无互连线控制方式在各并联模块闻 无互连线，消除了在分布控制方式中由于各模块之间互连线信号受干扰而b i 起并联系统不能 正常工作的问题，并联方式简单，提高了并联系统的可靠性。但是由于逆变器输出特性软化， 稳态时会造成逆变器输出电压幅值、频率发生偏离，下垂系数m 和1 3 越大，各模块分担负 载的效果越好，但是输出电压幅值和频率的精度越差，需要在逆变器输出电压幅值和频率的 精度与功率均分效果之间折中考虑。 1 4 逆变器数字控制 1 4 1 数字控制特点 图1 1 1 无互连线控制方式控制框图 传统的电源一般都采用模拟控制，经过多年的发展模拟控制已经相当成熟。然而，模拟 控制有着固有的缺点：需要大量的分立元件和电路板，元器件数量很多，制造成本比较高，大 量模拟元器件之间的连接相当复杂，从而使系统的故障检测与维修比较困难，模拟器件的老 化、温漂问题，以及易受环境( 如电磁噪声，工作环境温度等) 干扰等因素都会影响控制系 统的长期稳定性。产品升级换代困难，对于同一型号的电源，如果没有硬件的改动，要想升 级是不可能的，每一个新型的电源都必须要重新设计、重新制造控制系统。 专用模拟控制集成芯片的使用大大简化了控制系统，能方便实现一些电路控制，但是其 控制环路中的反馈控制网络仍需外接大量的电容电阻等模拟器件，以上所述的模拟器件的问 题仍然存在，同时专用芯片的控制不够灵活，要实现复杂、先进的控制算法很困难。随着微 电子技术的飞速发展，数字处理器的运算速度越来越快，集成度越来越高，功能更加强大， 而成本也随着大规模的生产而下降，数字控制己成为当今电源发展的方向。 8 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 与传统模拟控制电源相比，数字控制电源具有以下的特点： 1 数字控制可以简化硬件电路，解决模拟控制元器件老化和温漂所带来的问题，增强 抗干扰能力，提高了控制系统的可靠性。 2 易于实现各种先进的控制方法和智能控制策略，使得电源的智能化程度更高，性能 更加完美。 3 控制灵活、通用性强可以在几乎不改变硬件的情况下通过修改软件来实现控制 系统的升级，产品的一致性较好，易于实现大规模生产。 4 使电源系统的操作界面更加人性化，能够提供给用户更完整的操作和历史数据。一 旦出现故障，可以提供故障查询和诊断，还可以通过通讯端曰，实现对电源系统的远程监控。 但在数字控制系统中也存在诸如：a d 转换的精度和速度，计算精度，采样频率的选取、 p w m 载波频率，控制算法的延时等问题需要考虑。a d 转换器不可避免存在量化误差，而 这种量化误差对系统的控制精度来说是一个不利的影响。选择高精度的a d 无疑能提高系统 的控制精度，但是也同时增加了系统的成本。同时在a d 采用进来的数据进行处理和计算时， 不可避免地存在要对数字进行截尾等处理，因而计算精度也会影响系统的控制精度。根据采 样定理，信号的采样频率至少为被控电路系统带宽的两倍，才不会出现混叠效应。提高采样 频率能提高控制系统的实时性，但是这通常受到a d 采样芯片的速度及微处理器速度的限 制。p w m 信号频率与电源系统的性能息息相关，p w m 信号频率越高，对微处理器速度的 要求就越高。在数字控制系统中存在采样和计算延时环节，这些延时环节使得控制系统的相 位裕度减小，带宽变窄，对于系统的实时陛和控制精度有很大影响，同时还可能会造成控制 系统不稳定。 1 4 2 数字信号处理器( d s p ) 1 1 9 1 1 2 ”i i 3 i 随着计算机和信息技术的飞速发展，尤其是在数字信号处理器( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) 出现之后，各种信号处理算法得以实现，而高速的数字信号处理器正被愈来愈多地应用于实 时控制领域。 d s p 具有以下的结构特点： 1 采用改进型哈佛结构，具有独立的程序总线和数据总线，可同时访问指令和数据空 间，允许数据在程序存储器和数据存储器之间进行传输。 2 四级流水线处理( 1 m s 3 2 0 系列) ，支持并行操作，在一个指令周期内可以完成多重 操作，一般能够完成一次乘法和一次加法。 9 浙江大学硕士学位论文 第一章 绪论 3 片内集成了r a m ，r o m ，f l a s h 及双口r a m 等存储空间，并可以通过不同的片 内总线防问这些空间，提高了数据读写的速度。 4 片内含有硬件乘法器和高性能的运算器及累加器。 本课题中采用的控制芯片是t i 公司专门为电机控制设计的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a ，这款d s p 控制芯片有以下特点： 1 ) 采用高性能静态c m o s 技术，使得供电电压降为3 3 v ，减小了控制器的功耗：4 0 m i p s 的执行速度使得指令周期缩短到2 5 n s ( 4 0 m h z ) ，从而提高了控制器的实时控制能力。 2 ) 片内高达3 2 k 字的f l a s h 程序存储器，高达1 5 k 字的数据程序r a m ，5 4 4 字双 口r a m ( d a r a m ) 和2 k 字的单口r a m ( s a r a m ) 。 3 ) 两个事件管理模块e v a 和e v b ，每个事件管理模块包括两个1 6 位通用定时器；8 个1 6 位的脉宽调制( p w m ) 通道，可编程的p w m 死区控制。 4 ) 看门狗定时模块( w d t ) 。 5 ) 1 0 位a d 转换器最小转换时间为5 0 0 n s ，可选择由两个事件管理器来触发的两个8 通输入a d 转换器或一个1 6 通道输入的a , q 3 转换器。 6 ) 一个控制局域网络( c a n ) 2 0 b 模块。 7 ) 串行通信接口( s c i ) 。 8 ) 1 6 位的串行外设接口模块( s p i ) 。 9 ) 4 0 个可单独编程或复用的通用输入，输出引脚( g p i o ) 。 1 5 本文选题意义与研究内容 为了保证用电设备供电电源的质量以及连续性和可靠性，高性能的u p s 得到了越来越 广泛的使用，同时u p s 的并联运行是进一步提高逆变电源供电系统可靠性和扩大供电容量 的一种重要途径。本课题主要研究中等功率( 1 0 k v a - 3 0 k v a ) 三相u p s 后级逆变基于d s p 的数字控制以及并联均流控制。 本文的主要内容包括以下几个方面： 第二章在分析逆变器建模的基础上，对逆变器控制器参数进行了设计。 第三章在第二章单台逆变器的基础上探讨了逆变器并联运行的控制方法。 第四章介绍一些硬件电路与软件程序的实现，并给出实验结果。 第五章本文的总结和展望。 1 0 浙江大学坝士学位论文第二章逆变器设计 2 1 主电路模型 第二章逆变器设计 逆变器主电路采用三相四线式拓扑结构，如图2 1 所示。该电路结构每一相都是独立的， 相互问不存在耦合关系，可以把三相逆变器看作三个输出电压相位互差1 2 0 0 的单相半桥逆 变器组合在一起。因而在分析被控对象的时候可以以单相半桥式电路来分析，如图2 2 所示， 图中e 1 、e 2 表示正负直流母线电压，s 1 、s 2 为半导体开关器件；l a 为输出l c 滤波器的 滤波电感，r 为其等效串联电阻，c a 为l c 滤波器的滤波电容：r 为负载。 图2 - 1 三相四线式逆变器主电路拓扑结构 在逆变电路控带i 模型中，输入的参考正弦波s i n ( r 2 ) t ) 和三角波比较得到的脉冲去控制 备功率开关器件。由于开关是不连续状态，分析时我们采用状态空间平均法建立连续的状态 平均模型来分析。状态空间平均法是基于输出频率远小于开关频率的情况下，在一个开关周 期内，用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间平均模型 图2 - 2 单相半桥电路 将电感l a 用工s 代替，电容c a 用去代替，可咀推出输出电压u ( s ) 和a ，b 两点电压 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 k ( s ) 之间的频域传递函数g ( s ) 为 邢，2 器2 参12 磊1 越 当忽略滤波电感的等效串联电阻，时，式2 - 1 可以简化为 g ( 2 面覃1 五c s2 + 二s + 1 r 双极性s p w m 调制时，v 可以表示为： v = e ( 2 s 一1 ) 其中，s 为开关函数。 当s l ( 或d i ) 导通时，s = i 式2 - 2 式2 - 3 当s 2 ( 或d 2 ) 导通时，s = 0 ： 由于开关函数s 的存在，式( 2 3 ) 中e 不连续。在一个开关周期内，采用状态空间平均法 对式2 - 3 方程两边求开关周期平均，并用h 表示v 的平均值，s 表示s 的平均值 v = e ( 2 s 一1 ) 而s 的开关周期平均值 s=d d 为占空比，由于s p w m 调制可表示为 式2 4 式2 - 5 。= 扣斧 船s 其中v 为参考正弦波信号， 为三角载波峰值。由式2 - 6 代入式2 - 4 有 舌：e 生 所以有 v e 1 2 式2 7 式2 - 8 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 因此，从调制信号输入至逆变桥输出的传递函数为 器2 毒= 式2 - 9 在s p w m 中，载波频率( 开关频率) 远高于输出频率时，由式2 - 9 可将逆变桥部分看成是 一个比例环节，比例系数定义为k 一。 联立式2 - 1 可得 哪，2 器2 器怒2 i 五忑1i r 。 r 即为逆变器输入和输出的传递函数，根据该传递函数的表达式，可以得到其等效框图如图 一 图2 - 3 单相逆变器主电路等效框图 高频s p w m 逆变器中，逆变器的输出l c 滤波器主要是用来滤除开关频率( 本课题中开关 频率五= 1 6 材如) 及其邻近频带的谐波，考察一个滤波器性能的优劣首先是看它对谐波的 抑制麓力，具体可以从刀程) 来体现。另外所选择的滤波器还应尽量减少对逆变器的附加电 流应力。电流应力增大，除使器件损耗及线路损耗增加外，另一方面功率元件的容量也要加 大，增加了系统的成本。但是，较小的脚与减少滤波器引起的附加电流应力往往是矛盾 的。 2 2 控制器参数设计伫1 本课题中所采用电压电流双环反馈的控制方法，以电感电流反馈控制作为内环，以输出 电压瞬时反馈控制作为外环，输出电压与参考电压信号相比较，所得误差信号经过瞬时电压 环p i 调节器+ 争后输出作为电流内环参考给定，滤波电感电流与电流参考给定比较， 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 得到的误差信号经过电流内环p 调节器k 。后输出信号与三角波相比较，产生p w m 驱动脉 冲。电流内环提高系统的动态性能，瞬时电压环改善输出电压波形。同时为了使输出电压具 有较高的精度，采用输出电压平均值外环对输出电压的幅值进行调节，输出电压经过整流滤 波后得到的直流量与给定参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经过外环p i 调节器 f 世，+ 三 后的输出作为瞬时电压内环参考正弦波的幅值，这个幅值乘以单位正弦波信号后 6 作为瞬时电压内环参考信号。系统控制框图如图2 - 4 所示。在数字控制系统中，控制参数的 设计有两种常用的途径：一种是先把被控对象离散化，然后再设计数字控制参数；另一种是 直接在连续系统内设计控制参数，再把设计的控制器离散化。在本文中采用后面一种途径。 图2 - 4 逆变器控制框图 2 2 1 电感电流内环参数设计 对系统控制框图2 4 进行简化，忽略滤波电感的等效电阻，得到电流内环控制框图如图 2 - 5 所示。 图2 - 5 电流内环控制框图 从图2 - 5 中可以得到电流内环被控系统的开环传递函数为( 反馈系数k l 取1 ) ： 哪，= 鑫卷等未r = 牟蔫lc 等s 等q - ls r 船， 儿、7 三一c - 月s 2 + 三s +r尺2+ 从上式可以看出，被控系统包含一个二阶振荡环节 1 4 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 1 g l ( s ) 2 i _ 己_ 夏_ ；。j j ：二! l 疆c2 j i 去式：- ： r c上c 式中国：土，r ：历无阻尼自然振荡角频率： ,1- f = 去后，阻尼比； 该振荡环节幅相频特性为 g 1 ( ，m ) 2 ：i r 去。i ：i 三三；丽1 = 4 ( 。) e j 州引 式：- - ， 敛峨 其中 “( 国) 妒( ) = 一a r c t g 其幅频特性波特图在低频段渐近线是一条零分贝的水平线，而高频渐近线是一条斜率为 4 0 d b 的直线。这两条线相交处的交接频率为彩l5 1 v ，在交接频率附近当阻尼比f ( o 7 0 7 时，在对数幅频特性上将出现峰值。 由上述分析得到该振荡环节的转折频率为： 一之：一：6 5 0 h z 2 r e ，c 同时被控系统还包含一个随负载r 变化的零点： ，：l 。2 2 兀r c 电流内环采用p 控制器，在设计控制器参数时，为使得被控系统在补偿后具有较大的相位裕 度，考虑将补偿后系统的穿越频率设置在开关频率的l 1 。处正= 1 z = 1 6 船珐，有： i 。( r c s + 1 ) i 工c r s 2 + 三s + r k p ，l = 1式2 - 1 4 i s j 2 f ： 式中l = 6 6 0 y h ，c = 9 0 , u f ，足。，= e = 3 8 0 ，r = 1 5 f ) 1 5 嗜酉 ： 一_ l 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 由式2 - 1 4 可以计算得到电流内环p 控制器参数： k 。= 00 1 4 根据上面设计的电流内环p 控制器，可以画出系统补偿前后的波特图，如图2 - 6 所示。 上图中，曲线1 为被控系统补偿前的幅频特性；曲线2 为被控系统补偿后的幅频特性。由于 电流内环控制器仅为比例环节，因而系统补偿前后的相频特性曲线相同。从图中可以看出补 偿后系统开环的相位裕度为9 2 9 。 电流内环加入p 控制器后的闭环传递函数为： g f 鼬：生：鱼塑 ”。1 + k p i - 瓯( s ) ：生坠坚盟! ! 式2 。1 5 l c r s i 七q 七k 口1 k 。r c ) s 七r + k 。x 批。 由上式可以画出补偿后电流内环闭环传递函数的波特图，如图2 7 所示。 。 f 【 *l u 十 j 1 。，。i l 呻悻： i 矿1 矿】一 - - 上 l 【l | _ j n 1 、 【； l ：。【 l l ! l| | i ：l ； | i ； i 【 i l |i 图2 - 6 电流内环系统补偿前后的波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 1 6 柑扑。 咖咄咖 眦 髓 帅m m孙圳哪哪呐嘶圳删删咖删 鹄 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 5 1 3 4 0 ；： 幅度1 ： ( d b ) 一1 0 2 0 器 一5 0 6 0 7 0 8 0 9 0 ：4； 甾兰 - 一1 0 0 ：器 ： 甘 ii i | | 峰 l l j - 1 l ： l 1i ：j l _ _ | i i i i l1 1 | | t 1 h ， l j l | | 。 ；l l = ： 4 一 1 | | l l r 呲i j i li f | ；i1 | i ；1 1 一j 1 | _1 r i ii ；i l i| i | | - l i l j l i 川 0 3 1 0 4【1 0 5 l i _ ；= |1 1 1 | c l 上 l ：i i l l ：； | ；l 一1 i l ! l ：- ii 赫 1 1；1 【 0 01 0 3 图2 7 电流内环闭环传递函数的波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 由于在数字控制系统中，存在采样、计算等造成的控制延时，通常在当前开关周期采样 的数据，计算得到的结果要到下一个开关周期才能使用，这就使得控制系统存在一个开关周 1 期的延时。在开关频率为兀= 1 6 肼玉时，控制延时时间为乃= = 6 2 5 l z s 。在连续域中 js 控制延时用q r s j = e - 来表示。可以画出延时环节的波特图如图2 - 8 所示。 幅度 ( d b ) 相位- - 8 0 ( d e g ) 一- - i t 2 0 0 0 i 。1 * 十广h 竹 i 崔 ：l t 。i | i1 +伟i l l + i 、 r ，、 、 n l i 【 1 1 _ 11 。 1 紫 ，, t 0 3t , 1 0 4 图2 - 8 延时环节的波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 1 7 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 从上图中可以看出，在整个频域内延时环节的增益为1 ，并不会影响系统的增益。但是 随着频率的增加，延时环节引起的相位滞后情况越来越严重，当频率为f 时，所对应的相位 滞后为： 仍r ，j = f 乃3 6 0 。 式2 1 6 延时环节会造成控制系统的相位裕度减小，为了减少控制延时，本课题中对电感电流和 输t t i 电压的采样频率是开关频率的两倍，在一个开关周期内，电流内环和瞬时电压内环实际 都是计算两次，因而控制延时贿开关频率旷半，乃。去= 3 1 _ 2 5 肛 对于电流内环参数设计，图2 _ 9 画出了补偿后的系统在考虑延时环节和不考虑延时环节 情况下的相频特性图。曲线1 为不考虑延时环节时的相频特性，曲线2 为考虑延时环节时的 相频特性。电流内环控制系统穿越频率为正= 1 6 k h z ，从图中可以看出考虑延时环节时补 偿后系统的相位裕度减小为7 4 9 。因而在设计电流内环系统穿越频率工时，虽然增大工可 以在低频段得到较大的增益，有利于改善系统的动态性能，但是由上述分析可知由于延时环 节的存在，较大的穿越频率会使得系统的相位裕度变得很小，造成系统不稳定。因而在确定 穿越频率时，需要在系统稳定性和动态性能之间折衷考虑。 拈 2 0 。 一2 0 4 0 一 相位” ( d e g ) 一1 ” 。1 2 0 1 4 0 j6 0 一l - ， 一2 2 0 - z 4 。 ；i 】- j o 越 u 羞 、 、 0 ”! 一 、k fr + f i 、- r i 、 爵 ：i；i强 图2 - 9 补偿后的系统考虑延时环节和不考虑延时环节的相频特性图 1 8 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 2 2 2 瞬时电压内环参数设计 由系统控制框图4 可以得到瞬时电压内环控制框图，如图2 1 0 所示。 g ( s ) 一- 图2 1 0 瞬时电压内环控制框图 从图2 1 0 中可以得到内环被控系统的开环传递函数为( 反馈系数k 2 取1 ) ： 一 k k m m r = - - - - - - - - - - - - - - - - - - - 二- - - - 二_ _ _ - _ - - - - - - - - - - - - - - - - 一 三c r s 2 + ( 三+ k k 0 。- 尺- c ) s + r + k p k 驯。 从上式可以看出，被控系统是一个二阶系统，转折频率为： 列1 j r + k m p i k 雾p w m ：j ii至1+kpi,kpwmr 式2 1 7 式2 - 1 8 从式2 1 6 可以看出在轻载时r k p i k p w m ，可以忽略睁f k p w m 的影响此时转折频率 简化为三 2 耳0 l c= 6 5 0 h z ，在重载时需要考虑r 较小可与k p i k p w m 相比较，此时不 能忽略勋f 印w m 的影响，在r = 5 q 时转折频率为：j 1 万, v r + k 工p c i k r p w m - = 7 6 。胁。 为了获得较大的低频段增益，同时又要保证系统具有较大的相位裕度，将p i 调节器的 零点设置为厶= 1 5 0 h z ，补偿后系统穿越频率设置为厶= i i o h z ，可列出方程组 1 9 再g i 鬲等 坐生查 一 葡 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 也。厶= ， 从上述方程组解得：k 。= o 1 5 3 ；k ，= 1 4 4 式2 1 9 式2 2 0 根据设计的瞬时电压内环p i 控制器，可以画出系统补偿前后的波特图，如图2 - 1 1 所示。 上、下图中，曲线1 分别为补偿前被控系统的幅频和相频特性：曲线2 分别为补偿后被控系 统的幅频和相频特性。 幅度 ( d b ) 图2 - 1 l 瞬时电压内环系统补偿前后的波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 瞬时电压内环加入p i 控制器后的闭环传递函数为 啪，2 揣 抛 ：垒：笠：坠：墨：! 垒：竖：坠：墨 l c - rs 3 + 仁+ 巧r c ) + ( 肝巧+ 巧巧- 砷s + 蜀巧r 由上式可以画出补偿后瞬时电压内环闭环传递函数的波特图，如图2 1 2 所示。 如蚰m。咖珈珈哪 如如加。书瑚哪哪哪哪哪咖一一一一一一 位神相姐 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 幅度 ( d b ) 相位一- 6 5 0 0 ( d e g ) 二船 ： i 8 h 删 h i r 抖“ i 【 i ；i 4 - _ _ 刊呻收 t ? 1 i i |i i r 丌 【j i i 卅 | ii _ | i | 1 1 “ l l * o 卜4 - l 图2 1 2 补偿后瞬时电压内环闭环传递函数的波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 2 2 3 平均值外环参数设计 以瞬时电压内环闭环作为被控对象，平均值外环盼控制框图如图2 1 3 所示。外环的参 考值是输出电压的参考幅值，反馈量是输出电压的幅值信号，都为直流量。从控制的角度分 析，被控对象的输入是5 0 h z 正弦波的幅值，输出也是5 0 h z 正弦波的幅值，实际上被控对 象的传递函数就是瞬时电压内环闭环传递函数幅频特性上5 0 h z 频率对应的增益。因此可以 把瞬时电压内环闭环环节等效为一个比例系数k 。： k = l 瓯例b 。* o 8 酊 可将平均值外环控制框图简化为如图2 - 1 4 所示，其中反馈系数k 3 - 1 。 k 。 图2 1 3 平均值外环的控制框图 2 1 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 图2 1 4 平均值外环控制简化框图 在设计外环控制器时，p i 控制器的零点设置为厶= 5 0 爿i ，补偿后系统穿越频率设置 为兀。= l o h z ，可列出方程组 = 1 式2 2 2 从上述方程组可以解得：k 。= 0 1 9 8 ；j o = 6 2 7 。 平均值外环p i 控制器为： z 俐= 芈 越2 3 由此可以画出平均值外环开环传递函数的波特图如图2 - 1 5 所示。 幅度 2 0 ( d b ) o 一1 0 0 ； 11 l ； i ，； h 洲。1 ， i i i 【 2 【 | i 1l 川 i 】1 i f 。1i ! 斟 1 ；| | l 1 - _ l z 刊 封 】【， h _ 图2 - 1 5 平均值开环传递函数波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 拍o蚰如舯一一一一2一疑i芝 相旧 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器设计 平均值外环闭环传递函数为 g 。c ls ) = h l s ) - k w k w k w s 七k 。k 。 j + h i ( s ) 。k 。( 1 + k 。k ) 5 + k 。k 。 外环闭环传递函数的波特图如图2 1 6 所示。 幅艘： ( d b ) 相位2 0 ( d e g 、一3 0 _ f阡 i 潜 f 。j l 、+ l i i l ! i !l ： ；!f ? 。 广_ n 1 - - 7 i 1 | |l。 。i1|l i i ，悼 _ _ 一 1 一、 芒。一 ； i 1卜 | l ，i i i j r1 常 f 、p7 i ； l l i 【 j ； 【 l l j - 【 l。 i ： 式2 2 4 图2 1 6 平均值外环闭环传递函数波特图( 上图为幅频特性，下图为相频特性) 2 3 模拟控制器离散化为数字控制器i i 7 i 在设计了模拟控制器之后，需要将模拟控制器离散化，并转化成数字控制所需要的差分 方程形式。这里通过数字增量式得到数字p i 方程。 设p i 调节器的输出量为u ( t ) ，输入量为e ( t ) ，调节器的比例系数为k 。，积分时间常数 为z ，则p i 调节器的传递函数为： 舞= k