（电工理论与新技术专业论文）蓄电池组综合测试系统中变流技术的研究.pdf

华北电力大学硕士学位论文摘要 摘要 针对蓄电池组综合测试系统高电压、大电流，直流电流、电压全范围可调和直 流电流纹波系数o 2 ，网侧单位功率因数、无谐波污染，快速响应的要求，本 文着重研究了以电流型p w m 变流器为核心的蓄电池组综合测试系统的控制方法， 通过对组合型和直接式电流型多电平p w m 变流器工作原理和拓扑结构的分析和仿 真实验比较，确定了在大功率变流条件下蓄电池组综合测试系统中变流器的拓扑结 构，设计了基于d q 同步旋转坐标变换的直接电流双闭环控制策略。最后通过一套 蓄电池组综合测试实验系统的开环控制、单闭环控制、双闭环控制实验，验证了在 蓄电池组综合测试系统中，该直接电流双闭环控制能够满足直流侧电流、电压的可 控且全范围可调，减小了直流电流交流脉动分量的幅值，实现了网侧单位功率因数 和低谐波含量，提高了系统的响应速度。 关键词：蓄电池组，测试，电流型变流器，变流技术 a b s t r a c t t h i sp a p e re m p h a s i so nt h er e s e a r c ho fi n t e 舒a 1t e s t i n gs y s t e mf o ra c c u m u l a t o r b a t t e r yb a s e do nt h ec u r r e n t s o u r c ep w mi n v e r t e r ，w h i c hi sd e s i r e di nh i g hv o l t a g ea n d h i g hc u r r e n t ，a d j u s t a b l er a n g e o fd cc u l l r e n ta n dv o l t a g e ，r i p p l er a t i o s o 2 ，u n i t ) ，p o w e r f a c t o ri na cs i d e ，n oh a r m o n i cc o n t e n ta n df a s tr e s p o n s e w i t ht h ea n a l y s i sa n d c o m p a r i s o no nt h et o p o l o g i c “s t m c t u r ea n do p e r a t i n gp r i n c i p l eo f t h ec o m p o n e n ta i l d d i r e c tt y p em u l t i l e v e li n v e r t e r s ，t h ei n v e r t e rt o p o l o g i c a l i nt h ei m e g r a l t e s t i n gs y s t e mf o r a c c u m u l a t o rb a t t e 巧i sd e f i n e d ，a n dad i r e c t - c u r r e n td o u b l e - c l o s e dc o n t r 0 1s t r a t e g yb a s e d o nd qs y n c h r o n o u sr o t a t i o n a la x e si sd e s i g n e d t h er e s u l t si no p e nl o o p ，c l o s e d1 0 0 pa n d d o u b l ec l o s e dl o o po f 也ee x p e r i m e n ts y s t e mv e r i 母t h a tt h ec o n t r o is t r a t e g yd e s i g n e di n t h i sp a p e rm e e t st h ea d ju s t a b l er a n g eo fd cc u r r e n ta n dv o l t a g e ，r e d u c e st h ev a l u eo fa c i m p u l s i v ec o m p o n e n ti nd cc u r r e n t ，r e a l i z e su n i t yp o w e rf k t o ri na cs i d ea n d1 0 w h a n n o n i cc o n t e n t ，i n c r e a s e st h er e s p o n s es p e e d z h a n gb o ( e l e c t r i c a le n g i n e e r i n gt h e o r ya n dn e wt e c h n o l o g y ) d i r e c t e db yp r o f y a nx i a n g w u k e yw o r d s ：a c c u m u l a t o rb a t t e r y ，t e s t i n g ，c u r r e n ts o u r c ei n v e r t e r ，c o n v e r t e r t e c h n o l o g y 声明尸明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文蓄电池组综合测试系统中变流技 术的研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究 工作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其 他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：丝塑： 日 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或 其它复制手段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校 可以学术交流为目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同 媒体上发表、传播学位论文的全部或部分内容。 f 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：丛盗： 日期：竺! ! ：! ： 导师签名：螽垒幽试、 华北电力大学硕士学位论文 1 1 引言 第一章绪论 蓄电池作为一种储能设备具有电压稳定、供电可靠、移动方便等优点，在电力 系统、不间断电源( u p s ) 、便携式电子产品等工业领域获得了广泛应用。特别是技 术最成熟的铅酸蓄电池，由于具有电动势高、能大电流放电、使用温度范围宽、性 能稳定、工作可靠、价格低廉、原材料来源丰富等优点，因此在国民经济各个领域， 尤其在电动汽车动力源、工矿电机车动力源、汽车起动电源、电动机车等方面得到 广泛的应用。 随着全球对能源需求的增长，及人们对环境要求的提高，动力电池工业得到迅 速发展，对动力电池产业化批量生产能力以及产品质量都提出了更高的要求。从国 内目前动力电池研制开发的现状可以看到，随着动力电池研制项目的不断突破，有 关动力电池的化成检测及分选设备的自动化与可靠性等课题不可避免的摆在了我 们的而前，这就要求我们必须在产品的技术含量和生产规模方而都要具备参与国际 市场竞争的能力。因此若想在短时间内实现动力电池的产业化，就必须进一步加快 动力电池化成与检测分选自动化设备的开发速度，根据我国国情研制出适合我国动 力电池工业发展需要的电池测试设备，以不断适应我国动力电池研制生产企业的需 要，提高国内电池行业参与国际市场竞争的能力【l j 。 按照8 6 3 计划电动汽车专项e v 用成组蓄电池性能测试规范【2 j ，实现高质量、 全过程自动化的蓄电池综合测试及数据实时分析与处理，是一项具有重要意义的工 程。 1 2 蓄电池综合测试技术的国内外研究现状 随着全球对能源需求的增长，及人们对环境要求的提高，各个国家对燃料电池 等电池能源系统的研究和开发日益增多。但随燃料电池等电池能源系统研究的深 入，其性能测试方面的要求也日益增多。因此“高品质的电池组综合性能测试系统 在燃料电池等电池能源系统科研、生产、行业管理等领域有着不断增长的需求，是 促进电池能源系统推广、应用、普及的重要因素之一，将带来巨大的社会效应和经 济效益。 当前，燃料电池组、蓄电池组和超级电容器组等容性负载的储能和综合测试技 术领先的国家有美国、德国，如美国电力研究院( e 1 e c t r i cp o w e rr e s e a r c hi n s t i t u t e ) ， 美国的阿滨( a r b i n ) ，比测( b i t r o d e )公司，德国的迪卡龙( d i g a t r o n ) 公司。a r b i n 华北电力大学硕士学位论文 公司的产品e v h e vb a t t e r ) rt e s t i n gs y s t e m ，它的特色是可以选择较宽的并联电流 范围和电流控制读取范围，具有可靠的安全保护设计，可以传递高电压( 5 0 0 v ) 和大电流( 5 0 0 a ) ，具有低能量损耗和电源可再生能力，放电时能量可以循环返回 给电网。美国比测型号f t f l 5 0 0 5 0 4 5 0 ( 电动汽车电池测试系统) ，通过比测 v i s u a l c n 软件测试系统与网络电脑系统进行控制，用户可定义每个步骤的恒功率， 恒电流，恒电压或斜坡设置数据点，每个步骤可由如下限制条件来终止，包括循环， 电流，电压，功率，安时，瓦时，温度或时间等，其特点是采用线性调节器方式， 通过大量的晶体管并联和串联大功率化，各项指标实现了o 1 高精度测量，但固 有成组设备庞大，且转换效率低，能源浪费大的不足。德国的迪卡龙型号 e v t 5 0 0 4 5 0 ( 电动汽车电池测试系统) 的突出特点是采用了i g b t 直流变流器和 i g b t 交流逆变器，电路能耗小，功率较高，电流纹波小，实现了网侧电流正弦波 和能量回馈，但由于受i g b t 变流器特性的影响，目前各项指标达到了o 5 的精度， 但没有达到比测( 线性调节器) 的水平1 3 】。 我国武汉力兴测试设备有限公司结合目前燃料电池对测试方面的需要，开发了 f c s l 2 5 0 燃料电池测试系统。该系统包括了配气单元、加湿单元、信号检测单元、 电子负载单元、安全自动连锁保护单元、输入输出接口单元、测试控制软件。形成 一个综合的测试系统。其电子负载单元最大额定容量2 0 k w ，但是，电子负载单元 还不能实现网侧电流正弦波和能量回馈。 1 3 高品质蓄电池组综合测试技术 1 3 1 蓄电池组综合测试的变流方式 传统的蓄电池性能测试变流方式，有以下几种： ( 1 ) 线型调节器 传统的化学( 如电池) 或物理( 如超级电容器) 等负载的性能测试是以单只抽 检样品( 1 2 v ，或2 v ) 为对象，采用电流型线性调节器电路，通过计算机在线编程 控制充、放电试验以及计算机在线检测技术来实现。但是，传统的电流型线性调节 器电路的能量只能单方向流动，无论工作在充电，还是放电状态，功耗都很大( 事 实上，放电时，线性调节器相当于负载) ，其结果是：一方面，成组设备将很庞大， 且转换效率低，能源浪费大；另一方面，也是主要方面，则是线性调节器功耗直接 造成测试环境温度高，给测试中心和测试人员带来不便。 ( 2 ) 晶闸管全控变流器 传统的晶闸管全控变流器可以获得可控的a c d c 变换特性( 整流) 和d c a c 变换特性( 有源逆变) ，可以实现大功率、全范围可调的双向变流功能，但是晶闸 ， 华北电力大学硕士学位论文 管全控变流器采用的是工频移相控制技术，导致网侧功率因数低，有谐波污染，需 要整流变压器、直流滤波电感体积大、耗费有色金属多，能量转换效率较低，并且 直流侧电流、电压只能达到平均值恒定的程度，满足不了直流电流纹波0 2 的要 求，响应速度慢。 ( 3 ) p w m 变流器 与传统的变流器相比，p w m 变流器不仅获得了可控的a c d c 变换特性和 d c a c 变换特性，而且可实现大功率、网侧单位功率因数和正弦波电流控制、响应 速度较快的双向变流功能。 1 3 2 蓄电池组综合测试对变流技术的要求 高电压、大电流“高品质的燃料电池组、蓄电池组综合性能测试”技术本质上 归结为以电力电子变流技术为核心、结合计算机过程控制以及计算机在线检测等新 技术、具有多学科交叉特点的综合技术。概括来说变流器应满足七个特征【4 】： 高电压、大电流( 如5 0 0 v 5 0 0 a ，2 2 5 k w ) 输出能力。 电压、电流均全范围可调( 如超级电容器的电压调节范围是0 u ，电流范 围是o ，) 。 响应速度快( 如瞬时极限功率测试时要求电流在4 0 m s 内稳定到给定值) ： 输出直流电流纹波小( 直流电流纹波0 2 ) ，而非通常的电流平均值或有 效值恒定。 具有双向变流能力( 系统可以对蓄电池组充电，蓄电池组也可以向电网放 电) 。 网侧功率因数高，无谐波污染。 节省有色金属，整机能量转换效率高。 1 3 3 蓄电池组综合测试充放电工作方式 基本充电方式p j ： ( 1 ) 恒流充电。充电时自始至终以恒定不变的电流进行充电，该电流可以通过 改变可控硅的导通角来调整，这种方式实现起来比较方便。这种充电方式特别适合 于由许多蓄电池串联起来的蓄电池组。当蓄电池组中有个别蓄电池电压、电解液密 度偏低，全组蓄电池产生差别时，能使蓄电池组中个别蓄电池进行完全充电，恢复 其容量，这时最好用小电流长时间充电模式，方法简单，易于实现。恒流充电方式 的不足是：在充电中后期电压可能过大，对极板冲击很大，能耗较高，充电效率不 超过6 5 。 华北电力大学硕士学位论文 ( 2 ) 恒流限压充电。针对恒流充电方式存在的不足，在恒流充电方式的基础上 进行改进，即采用恒流限压充电方式。为避免过充电，在充电后期采用限压措施， 减小充电电流，避免损坏蓄电池。 ( 3 ) 恒压充电。恒压充电方式是指每只单体电池均以某一恒定电压进行充电。 因此充电初期电流较大，随着充电的进行，电流逐渐减小，这样在充电过程中就不 用调整电流。由于充电电流自动减小，所以充电过程中析气量小，充电时间短，能 耗低，充电效率可达8 0 。其缺点是：在充电初期，如果蓄电池深度放电，充电电 流会很大，可能损伤电池；若电压过低，后期充电电流过小，充电时间过长，蓄电 池端电压的变化也很难补偿，落后电池容量不易恢复，一般应用在电池组电压较低 的场合。 ( 4 ) 恒压限流充电。为了克服恒压充电的缺点，当充电电流过高时，这时应采 取限流措施，保持电流不超过某一设定值而使电压降低，待电流减小、电压升高后 再稳压，这就是恒压限流的方法【6 】。但这种充电技术不能适应免维护蓄电池的特殊 要求，会严重影响蓄电池的使用寿命。国内外多年来的实践证明，免维护铅酸蓄电 池浮充电压偏差5 ，蓄电池的浮充寿命将减小一半。 ( 5 ) 脉冲快速充电、放电。脉冲快速充电、放电去极化方式有很多种类型【7 】：一、 定电流、定周期脉冲快速充电法，采用该充电法时，充电放电脉冲的幅值、宽度和 周期在整个充电过程中均不变，控制较为简单，但在充电过程的后期，即充电量接 近饱和时，蓄电池的极化现象会越来越严重，容易过量充电。二、定电流、定出气 率脉冲快速充电法，在整个充电过程中，充电电流脉冲的幅值和蓄电池的出气率始 终保持不变，但充电电流的脉冲宽度由出气率来控制，由于密封式蓄电池组检测出 气率比较困难，所以此方法不适用密封式蓄电池。三、定电流、定电压脉冲快速充 电法，蓄电池的出气率与它的端电压有十分密切的关系，蓄电池经过一段时间充电 后，出气率开始增加，端电压也开始上升，当端电压达到某一值时，蓄电池开始冒 气，因此控制蓄电池端电压可以间接控制蓄电池的出气率，但是这不是严格的成比 例的，因此一般结合这三种快速充电的方法。 通常采用的是一种分级、定电流、定周期、限电压脉冲快速充电法。但是，这 种拓扑结构采用二极管整流，同时采用电感进行功率因数校正，但由于此电感的设 计是基于工频的，所以电感的体积很大；虽然可以放电，但它不能实现电能回馈电 网，造成电能浪费。 放电可通过以下几个途径来实现： ( 1 ) 电阻放电装置。电阻放电装置由电阻丝或水电阻构成，其技术含量低、结 构简单、工作可靠，目前得到广泛使用，但其缺点如下： 4 华北电力大学硕士学位论文 无法恒流放电，从而无法准确测量蓄电池的容量； 放电过程须人工监控，易造成蓄电池过放电； 放电环境恶劣且体积庞大； 蓄电池的能量全消耗在电阻上，不利于节约能源。 ( 2 ) 晶闸管有源逆变放电装置。晶闸管有源逆变放电装置由六个晶闸管组成的 三相桥式有源逆变电路的交流侧与电网相连，直流侧与蓄电池组相连。工作时，逆 变电路将蓄电池组的直流电逆变成与电网同频率、同相位、同幅值的交流电，并将 蓄电池组释放的能量反送回电网，可以大大改善蓄电池放电的工作环境，节约能源。 但是，该装置存在以下缺点： 容易发生逆变颠覆现象： 对电网的谐波污染较大，晶闸管有源逆变放电装置注入电网的电流为方波，谐 波含量大； 放电电流纹波系数大。 1 4 电流型p w m 变流器的研究背景 经过二十几年的研究与发展，p w m 变流器技术取得了很大的进展。p w m 变流 器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已 从单相电路、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯 的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发羼到兆瓦级。随着p w m 变 流器技术的发展，已经出现了多种p w m 变流器的拓扑形式，具体分类如图1 1 所 示。 p w m 变流器 i按直流储能形式分类 耋蒹篓 l 按电网相数分类 兰薰耋蓁 按p w m 开关调制分类 霎霁羹嚣裂 f按桥路结构分类 耋纂耄誓 【按调制电平分类 主妻季圣茎 5 华北电力大学硕士学位论文 尽管分类方法多种多样，但是最基本的分类方法就是将p w m 变流器分类成电 压型变流器( v o l t a g es o u r c ei n v e r t e r - v s i ) 和电流型变流器( c u r r e n ts o u r c e i n v e r t e r c s i ) 两大类。因为电压型和电流型p w m 变流器无论是在主电路结构、p w m 信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。 其他的分类方法就主电路拓扑结构而言，均可归类于电流型或者电压型p w m 变流 器之列【8 1 。 目前大功率p w m 变流器的研究主要集中在多电平变流技术、p w m 变流器组合 技术和软开关技术上【9 1 。多电平变流技术用阶梯波来逼近正弦波，所得到的阶梯波 电平台阶数越多，谐波成份越少，多电平拓扑结构的p w m 变流器主要应用于高压 大容量场合。而对大电流应用场合，常采用p w m 变流器组合拓扑结构【9 ，l0 1 ，即将 独立的电流型p w m 变流器进行并联组合，以降低交流输入电流的谐波分量，使交 流输入电流更接近正弦波，提高功率因数。与普通并联不同的是，每个并联的p w m 变流器中的p w m 信号发生采用移相p w m 控制技术，从而以较低的开关频率获得 等效的高开关频率控制，即在降低功率损耗的同时，有效地提高了p w m 变流器的 电流、电压波形品质。此外，随着开关高频的提高，开关损耗也会随之增加，电路 效率严重下降，电磁干扰增大。针对这些问题，软开关技术( z v s 、z c s ) 利用谐 振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗、电磁干扰、开关噪声等方面的 问题，使开关频率得以大幅度提高。 1 5 本文的主要工作及其意义 ” 本文针对蓄电池组内阻极小、等效电容大、具有反电动势的这种特殊性负载， 为了改善蓄电池组综合测试系统中的直流侧纹波系数、电流和电压的调节范围、网 侧功率因数和谐波含量等性能指标，本文以电流型变流器为核心变流器，以基于d q 同步旋转坐标变换的直接电流双闭环控制方法为主要控制策略，研究蓄电池组综合 测试系统，论文主要工作包括以下几个方面： 1 分析三相电流型p w m 变流器的工作原理以及其三值逻辑p w m 信号的生成 技术，建立其在三相静止坐标系a b c 、两相同步旋转坐标系d q 下的数学模型。在蓄 电池组综合测试的高电压大电流条件下，从工作原理和拓扑结构上分析、比较组合 型和直接式多电平p w m 变流器的优缺点，进一步确定在不同功率变流条件下蓄电 池组综合测试系统中变流器拓扑类型。 2 针对电流型变流器的工作特点，设计一种基于d q 同步旋转坐标变换的直接 电流双闭环控制方案，由典型控制系统对控制器参数进行整定，简化控制系统设计。 利用p s i m 仿真软件搭建蓄电池组综合测试系统的仿真模型，利用该蓄电池组综合 6 华北电力大学硕士学位论文 测试系统进行开环控制、单闭环控制、双闭环控制的仿真实验，验证所设计的直接 电流双闭环控制方法在蓄电池组综合测试系统中的控制效果。 3 设计以d s p t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 为核心芯片的蓄电池组综合测试实验系统。该 实验系统主要包括：d s p 主电路，信号处理理及a d 采样电路，逻辑变换电路，驱 动信号生成及放大电路；软件设计包括d s p 、c p l d 的编程。完成整个实验系统的 硬件设计、软件编程和整体调试，利用该实验系统进行电流开环控制、单闭环控制、 双闭环控制的物理模拟实验，验证文中基于d q 同步旋转坐标变换的直接电流双闭 环控制方法在蓄电池组综合测试系统中的实际控制效果以及变流器拓扑选取的正 确性。 7 华北电力大学硕士学位论文 第二章三相电流型p w m 变换电路及其工作原理 目前，关于p w m 变流器的研究工作主要针对电压型变流器，而电流型变流器 的研究相对较少。这不仅因为通常的电力能源例如发电机、电网、电池均属电压源， 而且电压型变流器中的储能元件电容器与电流型变流器的储能元件电感相比，储能 效率和储能元件的体积、价格都具有明显的优势。但随着超导技术的发展和应用， 电感的储能效率不断提高，电流型p w m 变流器在中高功率交流电机传动、无功补 偿、功率因数校正等方面有着广泛的应用前景。 本章介绍了三相p w m 变流器的主电路及其工作原理，建立了电流型变流器在 三相静止坐标系及两相同步旋转坐标系下的数学模型：并研究了在大功率变流条件 下，组合型多电平p w m 变流器和直接式多电平p w m 变流器的拓扑及工作原理， 比较分析这两种拓扑在控制实现上的优缺点，为后文蓄电池组综合测试系统仿真设 计和实验验证奠定理论基础。 2 1 电流型p w m 变流器建模 电流型p w m 变流器( c s i ) 拓扑结构最显著的特征就是直流侧采用电感进行直 流储能，从而使c s i 直流侧呈现高阻抗的电流源特性；交流侧是由l 、c 组成二阶 低通滤波器，虑除交流侧电流中的开关谐波。开关器件由可控器件与二极管串联组 成，以提高器件的反向阻断能力，三相c s i 的拓扑结构如图2 1 所示。 i 誓鬈v + k 【 a 气卫 jj 口 匹 u k r l 。吒卫j- 6 。u 书巴音 c lj 本 ( ，= ：= i | 。卜 ( i i 、一j i lkf u 一 i 一，一 图2 1 三相c s i 拓扑结构 在三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中，根据c s i 电路的拓扑结构，利用电路基本定 律( 基尔霍夫电压、电流定律) 对c s i 的一般数学描述【8 1 ，首先做如下假设： ( 1 ) 电网电动势为三相平衡的正弦波电动势( 巳，气，巳) 。 ( 2 ) 交流、直流侧滤波电感三，三d c 均是线性的，且不考虑饱和。 8 华北电力大学硕士学位论文 ( 3 ) 三相c s i 的直流侧负载由电阻心和负载电动势气串联表示，开关损耗及 直流侧滤波电感电阻均已折合到c s i 直流侧，包含在心之中【1 1 1 。 2 1 1 三相c s i 一般数学模型 为： 由图2 1 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可直接写出三相c s i 一般数学模型 哮= 乞一v 口制 三鲁= 一一r ( 七山，c )( 2 _ 1 ) 嗤= 巳一k 咄 c 冬：乞一乙 d l um 。 c 拿：一 盛 9“ c 誓：一 所 。 ( 2 2 ) k 警= 一乞吃一气 ( 2 - 3 ) 式中气( 七= 口，6 ，c ) 三相电网相电动势瞬时值； 咋( 七= 口，6 ，c ) 三相c s i 交流侧相电压瞬时值； 毛( 无= 口，6 ，c ) 三相c s i 交流侧相电流瞬时值； ( 七= 口，6 ，c ) 一一三相c s i 网侧相电流瞬时值： 匕一一三相c s i 直流输出电流瞬时值； 一一三相c s i 直流侧输出电压瞬时值； k 直流侧滤波电感； c 、三、r 交流侧滤波电容、电感、电阻： 稚、气一一负载等效电阻及电动势。 三相电压型p w m 变流器中，要求任意一相桥的上、下桥臂不能同时导通，即 直流侧不能“短路 。而在三相电流型p w m 变流器中，由于直流侧采用了足够大 的电感储能，因此，任意一相桥中上下桥臂能同时导通，且任何瞬间上、下桥臂各 必须有一个功率管开通，即直流侧不能“开路 。对于三相电流型p w m 变流器的 控制，常采用所谓三值逻辑p w m 信号发生技术。为了在三相c s i 一般数学模型中 华北电力大学硕士学位论文 体现p w m 状态对三相c s i 瞬时电路特性的影响，引入三值逻辑开关函数吒，且定 义 f l上侧管导通，下侧管关断 吼= o 上、下侧管全通或全断 ( 七= 毛b ，c ) i l 下侧管导通，上侧管关断 则三相c s i 交流侧电流为： 毛= 吒乞( 七= 口，6 ，c ) 直流侧电压为： ( 2 4 ) ( 2 5 ) = 屹吒+ + 心吒 ( 2 6 ) 将式( 2 5 ) 、式( 2 6 ) 代入式( 2 一1 ) 式( 2 3 ) ，得到基于开关函数描述 的三相c s i 一般数学模型 哮= 龟一心掣 c 警= 一吼k ( 后却，c )( 2 7 ) k 警= 。互。唯吼一k 心一气 将其整理成状态方程形式为： d d t + ( 2 8 ) 图2 2 所示为基于开关函数描述的三相c s i 一般数学模型结构，是对c s ip w m 功率开关管开关瞬态过程的精确描述，比较适合c s i 的控制系统仿真。然而，这类 基于开关函数的一般数学模型由于包含了p w m 功率开关管开关过程的高频分量， l o ， 。叫三。叫三。叫三o o o o kkk o o o&石墨一c足石丝k o o o&c墨一c足了a k 0 o 一三 o 0 0 k 一佳 o o o o 疋一k o o o o 岛一k 上 o o o o o 1 蚀 o o o o 疋一k o o r一三 o o 。一c o o 冗一三 o o 。一c o o r 一三 o o 。一c o o o k k k k k k 华北电力大学硕士学位论文 因而难以用于控制系统分析及设计。工程设计中常用的简化方法是忽略p w m 功率 开关管的高频分量，只考虑相应模型的低频分量。当c s ip w m 开关频率远高于电 网基波频率时，这种简化方法是合理的。 图2 2 三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中的三相c s i 开关函数模型结构 这种简化思路就是利用傅里叶级数，将三相c s i 三值逻辑开关函数吼( k = a ，b ， c ) 展开，从而使三相c s i 一般数学模型分解成低频、高频模型两部分。当叽( k = a ， b ，c ) 只取其基波分量，并代入三相c s i 一般数学模型时，即得到三相c s i 低频模 型。这种三相c s i 低频模型以p w m 占空比取代原来的三值逻辑开关函数，因而特 别适合于三相c s i 控制系统动、静特性分析及控制器设计。 2 1 2 三相c s id q 模型 三相静止坐标系下三相p w m 电流型变流器的模型包含变量较多，分析和控制 都比较困难。而两相同步旋转坐标系( d ，q ) 下的数学模型由于状态变量较少，可 以简化控制系统的分析和设计，在工程应用中比较广泛。 将三相静止坐标系( a ，b ，c ) 下模型转换到两相静止坐标系( d ，q ) 。则 卧 l0 l压 22 1压 22 其中，毛 气，t ，v 七，吒) ( 七= 如b ，c ) 薯 乞，吼) ( 七= d ，q ) ( 2 9 ) 将式( 2 9 ) 代入式( 2 7 ) ，可得两相静止坐标系( d ，q ) 下的三相c s i 开关 华北电力大学硕士学位论文 函数模型为： 哮= p d 一一岛足 哮= 飞郴 c 誓= 七一 ( 2 _ l o ) c 警= 岛一i d c k 警= 三( v d + ) 一也( 凡+ r ) 一气 设初始状态下，坐标系( d ，q ) 与坐标系( d ，q ) 重合，即q 轴与q 轴重合、 d 轴与d 轴重合。当坐标系( d ，q ) 以电网基波角频率( i ) 同步旋转时， i 船= c o s 秒一施s i l l 秒 l 局= s i l l 口+ 物c o s 秒 用矩阵表示为 盼瞄掰捌 定义从坐标系( d q ) 至i j 坐标和，q ) 的变换矩阵q = l 篇黝 式( 2 1 0 ) 所示的两相静止坐标系( d ，q ) 下的三相c s i 开关函数模型在两相同步 旋转坐标系( d ，q ) 下的开关函数模型为 哮= 吨埘啦 哮= 。坷 戤 c 警= 毛一吼+ 功吼 ( 2 _ 1 2 ) c 等分k 一哦 k 警= 兰( 吼1 l d + 吼) 一氏一气 其开关函数模型结构如图2 - 3 所示。 1 2 华北电力大学硕士学位论文 图2 - 3 两相同步旋转坐标系( d ，q ) 中的三相c s i 开关函数模型 2 2 三相电流型变流器p w m 信号的产生 2 2 1 二值、三值逻辑转换 对于三相电压型p w m 变流器，其控制常采用二值逻辑p w m 技术，即对同一 桥臂，或上侧功率开关管导通，或下侧功率开关管导通，而不存在同一桥臂上、下 侧功率开关管同时导通，或同时关断的情况。若以双极性二值逻辑开关函数p 加以 描述【引，则 。f 1 上侧管导通，下侧管关断 ，o ，口、 p 2 1 1 下侧管导通，上侧管关断 。矿 ， i 一1 下侧管导通，上侧管关断 7 对于图2 1 所示的三相电流型p w m 变流器，要实现其交流侧电流的p w m 控 制，则任一瞬间上、下桥臂组只有一个功率开关管管导通。这样，若研究三相c s i 同一桥臂上、下侧功率开关管的通断情况，则存在上桥臂管导通而下桥臂管关断、 上桥臂管关断而下桥臂管导通、上下桥臂管全导通或全关断共计四种情况，定义三 值逻辑丌关函数吼，则有 f1上桥臂管导通，下桥臂管关断 吼： o 同一桥臂器件全导通或全关断 ( 扫口，6 ，c )( 2 一1 4 ) i 一1下桥臂管导通，上桥臂管关断 对于二值逻辑p w m 控制，其p w m 信号发生最常用方法是采用三角载波p w m 方案。在三角载波p w m 二值逻辑信号发生方法基础上，产生适用于三相c s i 的三 值逻辑p w m 信号，则可使三值逻辑p w m 开关信号发生简单化。要实现三相c s i 交流侧电流的p w m 控制，则三值逻辑开关函数吒必须满足 罗仃= o ( 2 一1 4 ) 华北电力大学硕士学位论文 把双极性二值逻辑开关函数乃( = 咖，c ) 与三值逻辑开关函数吼( 七= 曲，c ) 联系起来，并满足式( 2 1 5 ) ，则可令 一= 寺( 乃一见) = o( 七) ( 2 1 6 ) ，= 口，6 c 。七= 口寺f 三值逻辑开关函数吼( 七= a ，b ，c ) 可由双极性二值逻辑开关函数乃( = a ，b ，c ) 的线性组合来描述，即 q ：委( 见一风q 5 j ( 见一风 吼：要( 风一见 吼2 j ( 风一见 吼：要( 风一只 吼2 三( 风一只 ( 2 1 7 ) 耋 = 三 三： 薹 c 2 一- 8 ， 态组合，其中拌1 拌6 是“非零状态 开关组合，撑7 撑9 是“零状态 开关组合。 表2 i 二三值逻辑转换及状态 二值逻辑三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态三值逻辑 状态序号 只龙只巧巧叼 k 巧巧 匕圪k + 1 + 1 1o + 1 1o ooo 拌1 + 1 】+ 1+ 1 】oooo o撑2 + 1 1 1 + lo 1 oooo 拌3 1 + l + 1 10 + 1oo oo 撑4 1 + 1 1 1 + 10 o ooo 撑5 1 1 + 10 1 + loo o o群6 oooo 撑7 ( 撑o ) 1 1 1 0o0 o o o o岸8 ( 撑0 ) + 1 + l + l oo oo 撑9 ( 群o ) 2 2 2 三值逻辑p w m 状态切换 上一节说明三相电流型p w m 变流器的三值逻辑开关函数可由二值逻辑开关函 数转换而得，但三值逻辑电流型p w m 变流器的状态切换比二值逻辑电压型p w m 1 4 华北电力大学硕士学位论文 变流器复杂得多。对于三相对称正弦波信号，其幅值大小关系每隔6 0 。改变一次。 因此就二值逻辑p w m 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中，每隔6 0 。其状 态切换模式发生变化。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个 p w m 开关周期中的调制信号赋值可近似不变。而对于三值逻辑状态在两个非零状 态值与一个零状态值间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在 1 2 0 。区域相间出现。将一个正弦波周期每隔6 0 。分区，并记为区域i 。 a ) b ) 1 23456 乡一 二多、 u 一 l j u u l j 。lj ，、t ，、il ，、lj 一 、j j -、ii ：，vj 。ij 。 、jj k 几几 几几厂 几 几厂几 厂 厂 厂 几几厂 厂几几 l 几厂几厂 厂 厂 几几n 厂几几 几厂 厂 厂 几厂 图2 4 三值逻辑p w m 波形及三值逻辑状态切换 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在毋1 、撑3 、 6 o 状态值间来回切换。图2 4 中，由于稃1 、拌3 状态值所表示的三相c s i 开关状态中t 3 始终导通，为了确保在撑l 、 撑3 、群0 状态之间切换时只有一对功率开关管发生状态变化，因此区域i 时的零状态 值应取 j 9 。 同理，可分析区域i i 三值逻辑p w m 状态切换时毋0 状态值的选取。一个正 弦波调制信号周期中，所有状态值的切换及撑0 状态取值如图2 5 所示。 ： i； v ；i 一丽冒窝弱鼋弼3 图2 5 一个正弦波周期中三值逻辑p w m 状态转换及零状态耿值 显然，必须设置零状态取值的逻辑判别单元【12 1 ，一旦零状态有效。逻辑单元将 根据正弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( 群7 群9 ) ，其结构如 华北电力大学硕士学位论文 图2 6 所示。 图2 6 零状态判别及信号输出 2 3 组合型多电平p w m 变流器 在大功率变流场合，常采用多电平p w m 变流器结构。组合型变流器相移s p w m 技术实质是多重化和p w m 技术的有机组合，能够在低开关频率下实现大功率s p w m 变流技术。 2 3 1 拓扑结构 组合电流型变流器拓扑结构可分为两类【1 3 1 4 】：( 1 ) 将多个变流器模块的交流 侧通过移相变压器并联，直流侧通过均流电感并联；( 2 ) 将多个变流器模块交流 侧直接并联，直流侧通过均流电感并联，如图2 7 所示。方法二由于省去了结构复 杂的大容量移相变压器，因此实用性较强。 2 3 2 组合型c s i 的相移s p w m 调制技术 对于如图2 7 所示的组合c s i 拓扑，每个变流单元的调制信号的幅值和相位是完 全相同的，载波信号的幅值也相同，但是各个模块载波信号的相位均匀错开。三角 载波的相移角度为9 ( 伊3 6 0 0 烈) ，当n = 2 时，则相邻模块间的载波信号相位差 为1 8 0 0 ，变流桥1 的三角载波移相角伊o o ，变流桥2 的三角载波移相角萨1 8 0 0 ， 波相移s p w m 的控制电路如图2 8 所示。交流桥l 和2 的三角载波幅值相同，并用相同 的正弦波进行调制，因此两个变流桥具有相同的载波比，= 皱彩。( 皱为三角载波 角频率，国。为正弦波角频率) ，和相同的调制比m = 夥，阢( 以为三角载波幅值， u 正弦波幅值) 1 1 3 ，z 。 1 6 华北电力大学硕士学位论文 - _ _ _ _ _ _ - _ - _ 、，- - _ - 一一_ 图2 7 组合c s i 拓扑结构 图2 8c s i 双重组合的控制电路 组合型变流器相移s p w m 技术利用组合各变流单元的较低开关频率获得整体 较高的等效开关频率，但由于各单元开关频率较低，载波信号的相位差异引起并联 在变流桥各单元问的直流电流分配严重不均衡。针对这一问题，让某一个周期内各 个载波信号在各单元之间轮换，则在n 个这样的周期内，每个单元被每个载波信号 1 7 z五互正互五 z互互五五瓦 啊陋喝睨吼嘎 啊嘎亿 华北电力大学硕士学位论文 控制的时间均相等，这样就避免了各单元被相位不同的载波信号控制而引起的直流 侧电流不均衡的问题【l5 。 综上所述，组合型多电平p w m 变流器可以采用载波移相s p w m 技术来获得较 好的输出波形，减少网侧输出电流谐波含量，传输频带很宽，同时还具有总开关损 耗小等优点，同时由于每个单元相对独立，便于采用多种优秀的控制方法，控制性 能得以提高；缺点是为保证每个c s i 单元的直流侧电流均衡，增加了控制上的复杂 程度。 2 4 直接式多电平p w m 变流器 与组合型多电平p w m 变流器不同，直接式多电平p w m 变流器是由单个变 流器直接获得多电平的输出。 2 4 1 拓扑结构 以直接式五电平变流器为例，其拓扑结构如图2 9 所示。由电压源阮、1 2 个开 关器件( i g b t 和二极管串联) 、电感1 、2 以及滤波电路组成。其中2 个电感起 平波和均流的作用【17 1 。 惦- 毛l 2 s 1、s b ls c 1s 触s 敝 、s c 2 ，、v 1 ，、j 乒、y ! ! 一 、 ，二堕 一 il 冰生 s 3、s 船s c 3s ms 朗s c 4、= ll u 一上上 厂7 二 i 。 iio 图2 - 9 直接式五电平变流器拓扑 当电路工作于稳态时，主电路中的均流电感三l 和三2 都流过电流源电流i 的1 2 ， 电路有三种工作模态( 以a 相为例) ，第一种模态是s a l 、s a 2 均导通，a 相电流为 i ；第二种模态是s a l 、s a 2 只有一个导通，a 相电流为i 2 ；第三种模态是s a l 、s a 2 均关断，a 相电流为o 。通过两组桥电路开关器件之间的配合，从而得到五电平的 输出波形。考虑a 相开关s a i 、s a 2 、s a 3 、s a 4 ，总结起来有以下几种情况1 7 ： ( 1 ) s a l 、s a 2 都开通，乞= + 乃； 1 ( 2 ) s a l 、s a 2 一个开通，一个关闭，= + 厶； 1 8 华北电力大学硕士学位论文 ( 3 ) s a i 、s a 2 、s a 3 、s a 4 都关闭，= o ； ( 4 ) s a 3 、s a 4 一个开通，一个关闭，屯= 一丢厶； ( 5 ) s a 3 、s a 4 都开通，乇= 一乞。 2 4 2 直接式五电平c s i 调制策略 作为三相电流型多电平p w m 变流器，调制策略上要满足三个条件【1 8 1 9 】：一、 维持直流侧的导通：二、要考虑三相电流相互耦合的影响；三、分流电感上平均电 压应为零。 三相五电平c s i 的调制方法采用一种组合逻辑的p w m 技术，用三相互差1 2 0 0 的正弦波调制信号与两个三角载波比较，如图2 1 0 所示。以a 相为例，s i n a 与s i n a 分别与同一个三角载波比较生成两电平脉冲信号，两个信号叠加得到一个三电平的 图2 1 0 多载波p w m 的正负反向层叠式( p o d ) 调制方法 脉冲信号p a ( 同理得到p b 、p c ) 。再将p a 、p b 、p c 分别两两相减，就得到了相互 解藕的三相丌关控制信号。根据五电平拓扑的工作原理，将得到的控制信号进行分 解处理，正半轴分解为两电平信号并送给上桥臂的两个开关管，同理负半轴分解后 送给下桥臂的两个开关管。这样就实现了p w m 调制，得到了如表2 2 所示的开关 驱动信号组合。同时，由于直接式多电平p w m 变流器拓扑采用多载波p w m 的正 负反向层叠式( p o d ) 调制方法，调制波幅值在三角载波幅值膨和忧之间时交流 侧电流为标准多电平，在超出这个范围时交流侧电流将变成紊乱的电平波形，这就 影响了变流器直流电流的调节范围【2 0 1 。 综上所述，直接式多电平p w m 变流器利用对直流电流的均流、分流，通过个 功率开关管之间的配合对电流进行合理的分配和组合，实现了单个变流器获得多电 平输出，与组合型多电平p w m 变流器相比，其结构紧凑，减