（电机与电器专业论文）异步电动机传动系统低频振荡的分析和控制.pdf

a n a l y s i sa n dc o n t r o lo nt h el o wf r e q u e n c y o s c i l l a t i o n o ft h ei n d u c t i o nm o t o rd r i v es y s t e m a b s t r a c t f o ri n d u c t i o nm o t o rd r i v e nb yv o l t a g es o u r c es p w mi n v e r t e r , t h ep r o b l e mo f l o wf r e q u e n c ys u s t a i n e do s c i l l a t i o nh a so f t e nb e e no b s e r v e di ns o m es t a t e i tn o t o n l yt a k e sd i s a d v a n t a g e o u sm e c h a n i s mv i b r a t i o n ，b u tc a u s e su n d u l a t i o n o ft h e i n d u c t i o nm o t o rc u r r e n ta n di m p a i r st h es y s t e mo fv a r i a b l ef r e q u e n c ys p e e d r e g u l a t i o nt h eo p e r a t i o np e r f o r m a n c ea n dr e l i a b i l i t yo ft h es y s t e ma r ea f f e c t e d m u c hm o r e ac o m p l e t ei n v e r t e r - i n d u c t i o nm o t o rs y s t e ms i m u l a t i o nm o d e l ，w h i c ht a k e s i n d u c t i o nm o t o r sm a g n e t i cs a t u r a t i o na n di n v e r t e r sd e a d - t i m ee f f e c ti n t oa c c o u n t s ， i se s t a b l i s h e db a s e do nm a t l a b s i m u l i n ki nt h ep a p e rb yd y n a m i cs i m u l a t i n g o nl o wf r e q u e n c yo p e r a t i o no fa ni n d u c t i o nm o t o r , r e s u l t sv e r i f i e dt h ee x i s t e n c eo f t h el o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o na n dt h ev a l i d i t yo ft h ep r o p o s e dm o d e lf r o m s i m u l a t i o nr e s u l t s ，t h ep a r a m e t e re f f e c t i n gt ot h el o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o n ，o f i n v e r t e r i n d u c t i o nm o t o r , i sa n “y z e di nd e t a i l s t h er e l a t i o nb e t w e e nd e a dt i m e a n dl o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o ni si l l u s t r a t e dt h e o r e t i c a l l yb ym e a n so fc e n t e r m a n i f o l d w es i m p l i f yt h e5 - d i m e n s i o nm a t h e m a t i c a lm o d e lo fi n d u c t i o nm o t o r i n o r d e rt os u p p r e s st h el o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o no fs y s t e m ，o nt h eo n eh a n d ，w e a d o p tb a s e dd e a d t i m e c o m p e n s a t i o ng i v i n gp r i o r i t y t os o f ta c h i e v e m e n tt o s u p p r e s st h eo s c i l l a t i o n i na d d i t i o n ，t h r o u g ha d j u s t i n gp a r a m e t e ro ft h ei n d u c t i o n m o t o r , w ea c h i e v et h ep u r p o s et os u p p r e s st h el o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o na n d i m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo fs y s t e m k e yw o r d s ：i n v e r t e r i n d u c t i o nm o t o r , t h el o wf r e q u e n c yo s c i l l a t i o n ，m a t h e m a t i c a l m o d e l ，d e a dt i m e ，s i m u l i n ks i m u l a t i o n ，c e n t e rm a n i f o l d ，s u p p r e s s t h eo s c i l l a t i o n 插图清单 图2 l 交一直一交变频装置结构 5 图2 2 宽度按正弦规律变化的s p w m 脉冲波 6 图2 3 电压源p w m 逆变器主电路结构图 6 图2 - 4 双极性控制s p w m 三相输出波形 7 图2-5死区时间的两种设置方式8 图2 - 6 三相异步电动机的物理模型 9 图3 - 1 三相| e 弦信号模块 1 5 图3 - 2 三角载波生成模块 1 6 图3 - 3s p w m 驱动脉冲生成模块 1 7 图3 - 4 驱动脉冲参数输入对话框 l7 图3 - 5 m = o 6 ，f = 5 0 胁，幻= 0 s ，f c = 6 0 ( ) h z 时驱动脉冲仿真模块输出波形 1 8 图3 6 逆变电路仿真结构图 1 8 图3 7 m = o 6 ，f = 2 0 h z ，d = 0 s ，f c ：3 0 0 h z 时s p w m 逆变器仿真模块输出波形 1 9 图3 - 8c 3 2 变换模块 】9 图3 - 9 考虑主磁路饱和异步电动机电压方程仿真模块 2 0 图3 1 0 中间变量a 生成模块 2 l 图3 一l l 考虑主磁路饱和异步电动机仿真模型 2 l 图3 - 1 2 异步电动机仿真模块参数输入对话框 2 2 图3 一1 3 仿真流程控制 2 3 图3 1 4s p w m 逆变器供电以电动机系统仿真模型 2 5 图3 一1 5 考虑主磁路饱和5 0 h z 空载稳态时仿真结果 2 6 图3 一1 6 考虑主磁路饱和5 0 h z 带负载稳态时仿真结果 2 6 图3 1 7 考虑主磁路饱和5 0 h z 空载起动时仿真结果 2 7 图3 一1 8 考虑主磁路饱和5 0 h z 带负载起动时仿真结果 2 7 图3 1 9m = o 6 。i d = l o t i s ，户2 0 h z 带负载时仿真结果 2 8 图3 2 0m = o 6 ，幻= l o p s ，f ：2 0 h z 空载时仿真结果 2 8 图3 2 lm = o 4 8 ，b = 1 0 z s ，f = 2 0 h z 空载时仿真结果 一 2 9 图3 2 2m = o 8 l ，幻= l o , s ，f ：2 0 h z 空载时仿真结果 2 9 图3 2 3 考虑主磁路饱和2 8 h z 空载t d = 0 s 和幻= l o 舢时仿真结果比较 3 0 图3 2 42 0 h z 空载t d = l o # s ，正= 9 0 0 h z 和疋：3 0 0 0 h z 时仿真结果比较 3 1 图4 - 1 死区对输出波形的影响 3 2 图4 2 输出电压与电流以及等效死区效应波形 3 3 图5 l1 2 0 。与1 8 0 。导电型电压矢量的不同空间位置与大小关系4 1 图5 2 采用功率补偿时三角载波生成器仿真模型 4 3 图5 - 3 采用功率补偿后系统输出波形比较 4 4 图5 - 4m = o 2 5 ，2 = o4 3 7 8 q 时系统输出波形 图5 5m = o2 5 、r 2 = o 2 18 6 q 时系统输出波形 图5 - 6m = o5 ，2 = o2 2 7 6 q 时系统输出波形 图5 - 7m = o5 r 2 = o1 2 5 8 f ! 时系统输出波形 图5 - 8 ，1 _ o1 3 5 1 q 时系统输出波形 图5 - 9f 1 = 0 2 5 8 9 2 时系统输出波形 图5 一l o 上1 。= o1 2 m h 时系统输出波形 图5 11l l 产0 3 l m h 时系统输出波形 图5 一1 2 。1 = 0 0 2 5 k g m 2 时系统输出波形 图5 一1 3 j = o1 2 5 k g 埘2 时系统输出波形 拍拍诣盯钾嘏册 表2 一l 磁化曲线计算值 表3 1 系统参数表 表格清单 1 3 2 6 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已 经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得盒胆王、业盍堂 或其他教育机 构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：运略争 签字日期：功略年月占日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒蟹、业盘堂有关保留、使用学位论文的规定，有 权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。 本人授权盒胆王些盍堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名 凌如衫 签字日期：口6 年二月6 日 学位论文作者毕业后去向 工作单位： 通讯地址： 导师签名 靠近f 乱 签字日期：2 。年月苫日 电话 邮编 致谢 本文是在导师杜世俊教授和李红梅副教授悉心指导和亲切关怀下完成 的。从论文的选题、撰写和完成无不倾注了导师的心血。同时，两位导师严 谨的治学态度、渊博的知识和诲人不倦的精神令我终身受益，在此谨向李老 师和杜老师表示我最诚挚的谢意! 在论文的写作过程中，姜卫东老师对电机模型的仿真给了我宝贵的意见。 在研究生学习和生活上，我得到电机教研室的万文斌副教授、唐海源副教授 和李文生等老师以及各位同学的关心和帮助，在此向他们表示衷心的感谢! 最后，感谢家人和朋友在我学习期间对我的支持和鼓励l 作者：吴贻志 2 0 0 6 年5 月8 第一章绪论 1 1 异步电动机调速的概述 交流电机调速原理早在2 0 世纪3 0 年代就进行了深入的研究，但早期一 直受实现技术或手段的限制而进展缓慢。最早的交流调速是绕线式异步电动 机转子串电阻调速，在吊车、卷扬机等设备中得到了较为广泛的应用但这 种方法调速会在电阻上浪费大量电能，运行效率低下。为了提高绕线式异步 电动机转子串电阻调速的运行效率，有人提出了串级调速的思想。这种方法 将原本消耗在外接电阻上的转子滑差功率引出，经整流变为直流电能供给同 轴联接的直流电动机，使这部分能量变为机械功加以利用。2 0 世纪5 0 年代发 展了异步电动机定子饱和电抗器实现调压调速的简中方法，但有转子损耗引 起严重发热问题。笼型转子异步电动机变极调速是一种高效的调速方法，但 速度变化有级，应用范围受到限制。，2 0 世纪6 0 年代初，中小型异步电动机多 采用晶闸管调压调速或采用晶闸管可控整流的电磁滑差离合器，取代了传统 的饱和电抗器调速。而在中大容量绕线式异步电机中，多采用晶闸管串级调 速系统，并广泛应用于风机、水泵的调速节能改造。交流电机调速技术的发 展总是与电力电子技术和微机控制技术的进步紧密联系，随着电力电子技术 的发展以及高频自关断器件的应用，进一+ 步推动了交流调速总的变流技术和 控制策略的发展。首先是脉宽调制( p w m ) 技术的成熟和应用。脉冲宽度按 正弦规律变化的s p w m 显著地降低了逆变器输出电压中的低次谐波，使电机 运行时的转矩脉动大为减小，动态响应加快。由于脉宽调制逆变器将变频与 调压结合在一起，输入直流电压无需调节，电源侧可以简单地可以采用二极 管不控整流，从而显著提高了调速系统输入侧功率因数。所用自关断器件开 关频率的提高又使逆变器输出谐波次数升高、谐波幅值减小，有效抑制了输 出电力谐波对电机的影响，因而s p w m 调制技术在中小型异步电动机变频调 速中获得了极为广泛的应用。 交流电机变频调速是一种理想调速方法，其实早在2 0 世纪2 0 年代对此 就有明确认识：既能在宽广的速度范围内实现无级调速，也不会在调速过程 中使运行效率下降，更可获得良好的起动运行特性。但是由于当时采用的水 银整流器和闸流管性能不理想而未能推广使用。 近2 0 余年来随着具有自关断能力的高频功率开关器件( g t o 、g t r 、p o w e r m o s f e t 、i g b t 、m c t ) 的成熟和应用，以及各国学者又相继提出了不少新的 控制策略，如矢量控制方法、转差矢量控制、标量解耦控制、转矩直接控制 等，使得交流变频调速取得了前所未有的发展，而这些新的控制方法又进一 步改进了交流电机的控制性能，使得现代高性能的交流变频调速系统的动态 性能己完全可能达到甚至超过直流电机调速系统的水平”。 1 2 课题背景及国内外研究的概况 在现代工业企业中，交流电机变频调速系统已经得到了广泛的应用，并 有取代直流电机调速系统之趋势。但逆变器供电异步电动机传动系统在一定 的参数下，在个别低频段出现的转速持续振荡的低频振荡现象，不仅会引起 有害的机械振动，也会使电机的电流产生波动，缩短电机和其他电气设备的 使用寿命，大大影响了系统运行的质量和可靠性”“1 。 本文研究的低频振荡问题是指在逆变器供电条件下，当异步电动机运行 于空载或轻载时，低频情况下出现的一种自激振荡现象。这一问题国外学者 研究比较早，由于采取一定的措施可蛆减弱振荡现象，人们就忽略了低频振 荡问题，研究也就被搁置了。随着科学技术的不断发展，对交流调速系统的 性能要求也越来越高，国内外对这一问题的研究又逐渐开始。从国外学者的 研究情况来看，这。一问题的提出较早，一些学者也从多方面分析振荡现象， 对低频振荡产生的根源仍未有一个统一的观点。 上山直彦在现代交流调速。3 ( 译著) 一书巾清楚地描述了低频振荡的 现象。他认为，对于异步电动机来说，在转差率为0 附近，包含着暂态转矩 正负变化的刁；稳定因素，起因于逆变器的转矩脉动，以及v f 的暂态变化所引 起的转矩波动，都将成为振荡的起因。这一解释较为粗略，关于振荡原因本 质，在书中未进行详细的分析，但提出了一些简单改善振荡现象的方法。他 指出当出现下述情况或采用下述措施时，低频振荡现象会得到改善：1 加大 转动惯量。2 加大电压型逆变器直流侧电容的容量，以减少波动。3 在p w m 逆变器中，尽量缩短元件的通断延迟。4 采用高转差的异步电动机。5 引入 电流反馈或转矩反馈，以提高稳定性。以上改善措施不仅提供了一些参考的 抑制振荡的方法，而且告诉了一些影响低频振荡的因素。 n o b u y o s h im u t o h ”1 等详细分析了逆变器输出电流的工作模式，文中指出 在一个载波周期内，逆变器的输入电流有三种模式：续流模式即电流在逆变器 中的二极管和电机之间流动，有效模式即直流电源经由逆变器输出功率给电 动机，无功模式即积蓄在电机电感中的能量返回直流电源。这三种电流模式 以一定的顺序反复出现电流的模式也反应了逆变器功率通量的方向。 n o b u y o s h im u t o h 进一步分析发现逆变器的输入电流方向和电机振荡存在一定 的关系：当电动机发生振荡时，有效和无功两种电流模式以远大于载波周期的 周期交替出现，而当电动机稳定运行时，这两种电流模式交替的周期要小于 载波周期。在此基础上，作者提出了以逆变器输出电流正负交替时间是否大 于载波周期作为电机振荡的判据，并给出了根据电流模式来进行的功率补偿 方法。n o b u y o s h im u t o h 从逆变器输入电流的工作模式来研究振荡问题，并提 供了抑制电机振荡的方法，有一定的借鉴意义。但他认为振荡时逆变器输入 电流的流动模式是所有振荡发生时都具有的现象，并不是低频振荡时所特有。 他提出的抑制振荡的方法虽然对低频振荡也有作用，但文章对低频振荡产生 原因的解释是模糊的。 r y u z o u e d f l i t - 8 1 在得出以死区作为参数的p 喇逆变器供电系统的实验波形 后，分析指出，死区效应对系统的不稳定有着重要影响，他认为，由于死区 的存在，逆变器供电的异步电动机在死区间隔存在再生发电过程，这一过程 虽然很短，但对逆变器功率传输有很大的影响，然后他从理论上进行了简单 的分析，提出用再生功率的大小来判断不稳定现象产生的根源，并对影响低 频振荡的一些因素给出了定性的解释。r y u z ou e d a 对死区的影响着重进行了研 究，但没有从理论上具体分析，没有明确给出振荡产生的根源。1 9 9 2 年 r y u z o ，u e d a 阐述了两个问题o “：一是在什么条件下发生低频振荡，j 二是低频 振荡范围如何确定。提出定子电阻和电动机的漏感对振荡现象有直接的影响， 以及当转子电路时间常数大于机械时间常数时会产生不稳定现象。 国内对该问题近些年来也开始进行研究，李红梅”“建立逆变器一异步电 动机系统混沌运动分析的系统动力学模型和非线性非自治方程，通过非线性 系统时滞方法，研究系统低频振荡的机理，通过对系统混沌时的最大李亚普 诺夫指数 。的计算，从理论上分析了低频振荡。并在研究的基础上提出用死 区时间补偿法p b d t c 对死区进行补偿，以及采用d p w m 3 调制策略等方法来抑 制系统低频振荡。夏超英等“”从对死区效应的分析入手，研究了死区对整个 系统的影响，提出了系统由于存在死区的原因而产生非线性反馈闭环，认为 是非线性反馈闭环造成了低频振荡，并介绍几种简单的死区补偿方法，但该 观点不能解释电机参数变化对振荡的影响。严干贵等”1 通过计算系统特征值分 析了变频调速系统的稳定性，认为在整个调速范围内存在两种潜在的稳定性 问题：即因变频电源的死区效应而导致的低频轻载时的转速振荡和l c 滤波器 与异步电机参数构成自激振荡，但未就此观点进行深入的分析。 1 3 选题的意义及本文主要工作 从目前国内外电动机及变频器生产厂家的产品来看，在实际应用中都不 同程度的存在低频振荡问题。因此，对这一问题的分析和研究，不仅具有较 好的理论研究价值而且有广阔的实际应用前景。 本文载借鉴国内外学者研究成果基础上，为了研究交流变频异步电动机 传动系统低频振荡现象，本文首先建立考虑死区效应s p w m 逆变器和计及主 磁路饱和异步电动机传动系统的整体数学模型，利用m a t l a b s i m u l i n k 动态仿 真工具对系统模型进行动态仿真，模拟异步电动机传动系统的低频振荡现象， 然后从仿真结果中分析逆变器、异步电动机参数变化对系统低频振荡的影响。 为了揭示系统低频振荡的机理，分析了死区时间对逆变器输出波形以及整个 系统性能的影响，并利用中心流形理论尝试对异步电机数学模型进行降阶。 最后，提出一些可以有效抑制系统的低频振荡方法，从而改善异步电动机变 频调速的性能和质量。 4 第二章s p w m 逆变器和异步电动机数学模型简述 2 1s p w m 逆变器供电的变频调速系统 异步电动机变频调度技术的优越性已为人们所认识，并且为广大用户所 接受，已经在很多领域和部门取代和正在取代直流电动机调速，迅速扩展其 应用范围。 早期的变频调速采用晶闸管作为主开关器件，用矩形波模拟正弦波，其 功能指标不高，幅值和频率分开调节，但装置笨重庞大，妨碍了它的推广应 用。 1 9 6 4 年，原联邦德国学者率先提出正弦脉冲调宽( s p w m ) 技术，用于交 流电动机变频训速，大大提高了性能指标，使谐波含量大为减少，效率提高， 运转平稳噪声降低，受到广泛重视。s p w m 的基本思想是：保持输出脉冲 电压幅度不变，用调节脉冲的宽度和间隔实现其平均值接近正弦。将此脉冲 电压加到电机上，所得到的电流波形相当接近于正弦波。s p w m 技术在7 0 年 代和8 0 年代获得了迅速发展，很多人又提出了各种各样的实现模式，至今仍 方兴未艾。 在异步电机变频调速系统中，变频器是最重要的组成之一，它提供频率 及电压同时变化的电力电子电源装置。在p w m 调制技术应用于变频器后， s p w m 交一直交变频器成为交流调速系统中广泛采用的电源装置。本文所研 究的低频振荡现象采用电源就是s p w m 逆变器，下面将介绍s p w m 逆变器及 死区效应。 p w m 控制技术在逆变电路中的应用十分广泛，目前中小功率的逆变电路 几乎都采用了p w i v l 技术。本文采用不控整流、脉宽调制型( p w m ) 逆变器同 时实现调压调频方式，从图2 1 中可看出，该交一直一交变频器中核心功能部 分是逆变器。 5 0 h z 调压调频 围2 - 1 变一直一交赍频楚置结构 不控整流、脉宽调制型( p w m ) 逆变器有以下优点：采用不控整流使得系 统功率因数提高，主控电路只有一组简化了结构。逆变器同时实现调压调频， 系统的动态响应不受中间直流滤波参数的影响，又因采用高开关频率的逆变 器，还有输出的谐波很小的优点。 2 2s p 删逆变器调制原理 图2 2 所示的s p w m 波形是一种脉冲宽度按正弦规律变化的系列脉冲， 其中每个脉冲的面积等于每个脉冲周期r 。内的正弦波下面积。这样一种 s p w m 脉冲波分解成傅氏级数时主要是基波和高次谐波，明显地降低了低次 谐波含量。同时通过成比例地改变各脉冲波的宽度就可控制逆变器输出交流 基波电压的幅值；以及改变脉冲宽度变化规律的周期，可以控制其输出频率， 从而在同一逆变器中实现输出电压大小及频率的控制，这就是p w m 逆变器的 基本原理和特点。 1 n硼1 订 洲川删 iii 啊 ： ji i i ；1 _ i 绷可1 i 崖 固2 - 2 宽度按正弦规簋变化的s p 硼聪中波 警 = f 喇z王裂2i 裂z l j ，l ，0 i， 甜 e ai l _ v r 6 泓：粤铲k -孓j k 2 k v d 4 v d 6 v d = 固2 - 3 电压强p 螂逆变器主电路结构囝 图2 3 为电压源p w m 逆变器主电路结构图，v t l v t 6 为功率开关器件 ( 多为g t r 、i g b t 、m o s f e t 、g t o 等高频自关断器件) ，v d l v d 6 为与之 反并联的大功率快速恢复二极管，它们为异步电机无功电流提供通路。u 。为恒 定大小直流电源，由三相不控整流器产生人为滤波电容，故为电压源型逆变 电路。由于两电容的中点0 可以认为与电机定予y 接绕组中点0 等电位，因 而当逆变器一相导通时，电机绕组上获得的相电压为u e 2 。逆变器输出的三 相p w m 波形取决于功率开关器件驱动信号波形，即p w m 的调制方式。 生成p w v l 波形的具体调制方式有很多种，从控制思想上可分为三大类， 即正弦脉宽调制( s p w m ) 、电流跟踪型脉宽调制和磁链跟踪型脉宽调制。本文 6 采用第一类。从电机原理可知，要使交流电机具备优良的运行性能，首先要 提供三相平衡的正弦交流电压，当它作用在三相对称的交流电机绕组中，就 能产生三相平衡的正弦交流电流。若交流电机磁路对称、线性，就能在定、 转予气隙间建立单一方向的圆形旋转磁场，使电机获得平滑的转矩、均匀的 转速和良好的运行性能，这在大电网供电条件下是自然而然得到满足的，但 在变频器供电的交流调速系统中就有一个形成、发展和完善过程，正弦脉宽 调制( s p w m ) 逆变器就是追求给电机提供一个频率可变的三相正弦电压源。 本文在实现正弦脉宽调制过程中采样运用双极性控制，自然采样是采用 一组三相对称正弦参考电压信号( 调制波) 与等腰三角波电压信号( 载波) 相比 较，交点处决定逆变器功率开关元件的通、断时刻，由此产生出一组逆变器 开关元件的驱动信号由于等腰三角波是上、下宽度线性对称变化的波形，它 与任何光滑曲线相交时，交点时刻控制功率开关器件的通断，便可得到一组 等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲列。改变调制波的频率可调 节s p w m 波的输出基波频率；改变调制波的幅值可调节s p w m 波的输出基波 幅值，从而实现在同一逆变器内同时对输出基波频率和幅值的控制。 0粼椭徘 料懒 嘞勺哑叨皿皿圃皿圃硼 气田皿皿圆皿皿咖 。1 11ii i1 1 11i llu i 11 1i 1 i tii nlt一11 i 1 1 1i tl1 1i llu i i i 以 0 川1l洲i8 l i蚓川1 固2 - 4 艰极性控制靶硼三相输出波形 采用双极性控制时，载波信号和调制波信号的极性均在不断地交变，逆 变器同一桥臂上、下两开关元件在整个输出周期内均交替互补地通、断，其 过程可用图2 4 来说明。以a 相为例当“ 蜥时，v t l 导通、v t 4 关断， 输出相e g 玉, a o = + 叻2 ；当地 蜥时，v t 4 导通、v t l 关断，蝴。= 一叫2 ， 7 使u a 。在+ u d 2 和一删2 两种极性间跳变。b 相电压u b o 是v t 3 、v t 6 交替 导通的结果，c 相电压地。是v t 5 、v t 2 交替导通的结果。输出线电压则是有 关两相电压之差，脉冲幅值在+ 阮与一阮之间跳交，如图中蝴。所示。 电压型p w m 逆变器给异步电动机供电，加快了交流调速的发展，但它也 件，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短 路，要采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件关断信号，待其关断 后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间 可以越短。这一“先断后通”的方法对于工作在上下桥臂通断互补方式下的 其他电路也是适用的。死区时间将会给输出的p w m 波形带来一定影响，使其 1 口口口口口 邕目貂口口一0 一 围2 5 死区时问的两种设置方式 在p w m 调制电路中死区的设置一般有两种方式，单边不对称设置方式是 让欲关断的器件与理想波同时关断，而让欲导通的器件延迟一段时间白后再 导通，双边对称设置方式是让欲关断的器件提前一段时间2 关断，而让欲 导通的器件比理想波延迟一段时间2 后再导通。这两种方法实现方式不同， 但总的延迟时间相同，如图2 5 所示。本文仿真中采用的是第一种方式。 由于死区时间的存在使得实际输出波形与理想波形产生了偏差( 称为死 区效应) ，造成的影响主要有以下方面：死区对逆变器输出基波有影响，死区 时间越大对基波幅值以及输出电压波形畸变率影响就越大，死区的存在会带 来一系列的电压谐波分量，进而会加大电流波形的畸变。 2 4 忽略磁路饱和异步电动机的数学模型 异步电动机是一个多变量( 多输入多输出) 系统，且电压、电流、频率、 磁通、转速之间又互相都有影响，即使不考虑磁饱和等因素异步电动机的动 态数学模型也是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。 在研究异步电动机的多变量非线性数学模型时，常作如下的假设： 1 ) 忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间中互差1 2 0 。电角度，所产生 的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布。 2 ) 忽略磁路饱和，认为各绕组的自感和互感都是恒定的。 3 ) 忽略铁心损耗。 4 ) 不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。 、 转 一4 啃 、。 乙 “ 圉4 - 2 输出电压与电流以爱等效死区效疽疆彭 为了分析方便，将理想的a 相基波电压甜加电流b 以及等效的死区造成的 方波误差波形重新画于图4 2 ，这里的幅值大小比例并不代表实际量之间的比 例，仅是为了说明三者相位之间的关系，并且假设上面的电流和电压的频率 相同，p 是功率因数角 由图4 2 可知，死区所形成的偏差电压以艏终与负载电流反相，可以写出 理想p w m 波的基波l l a b 以及故釉的表达式分别为： ”。= a ls i n 甜 a 2 0 c o t 妒 矿= 一爿! 石+ p c o t ( ，7 + 1 ) 石 ( n = 0 ，1 ，2 ，3 )( 4 4 ) ia ：( ，+ 1 ) 仃 纠 h ( a ) 是一一映射，且逆映射也是连续的，则称h 是a 到h ( a ) 的同胚) 斤：u _ h ( u ) 使系统r = f ( x ) 与 t x l = - - x i ，x i 肚( x i ，x 2 ) 向( u ) ( 4 - 1 4 ) 【r 2 = r 2 ，r 2 r “， 在；邻域拓扑等价，显然式( 4 一】4 ) 是结构稳定的，从而f = 0 ) 在x 邻域是结构 稳定的。 如果；是r = f ( x ) 的中心，则问题将变得相当复杂，对于分岔问题 z = t ( x ) ，r 月”，z r 可以化成为 r j x 2 厶( 。( 4 - 1 5 ) 【= 0 即x = 0 ) 的分岔点就是( 4 1 5 ) t 约中心。由此可见。研究中心邻域的状态就意 味着研究分岔或是局部分岔。在以上的h a r t m a n 定理”中可以粗糙地看到稳 定和不稳定流形都是结构稳定的，所以若王是系统x = 无( r ) 的中心，则；的邻 域将会出现三种流形：稳定流形w 5 ( ；) ，不稳定流形w ”( ；) 和中心流形w 。( ；) 其 定义为：w 。( ；) 是系统x = ，( x ) 的不变流形，它与x = 厂( x ) 的中心子空间e 。维 数相同，且w 。( 王) 在王点与。相切。为了简化系统，希望把结构稳定的稳定流 形和不稳定流形削去，从而降低了系统的维数，但被削去的系统依然保留户 原系统在中心邻域的性质，这就是中心流形理论所关心的根本问题。 中心流形定理”：设，：r ”_ 尺”二次连续可微，系统t = ，( r ) 以0 为平衡 点，瞅o ) 的特征值为 l ， 。记q = 以限丑 o ) ，盯。= 丑限以= o ) 盯。= 以睫以，o ，且相应于o 。，o 。和o 。的稳定、中心和不稳定子空间为e 。 e 。和e ”，则系统x = f i x ) 的稳定和不稳定流形分别与e 5 和e ”在0 点相切 且存在着0 点的一个中心流形w 6 ( 0 ) 在0 点与e 。相切，进一步地r = ，( x ) 在0 点邻域局部拓扑等价于 r = ，( r ) y = 一， ( 4 - 1 6 ) 其中( r ，y ，z ) e 。e 。x e “ 下面来求解出式( 4 1 6 ) 6 p 的f ，为方便起见我们考虑系统 j r 2 a x + f ( x ，( 4 1 7 ) l y = b y + g ( x , y ) 其中( z ，y ) r ”r ，a 和b 分别是门”和m z m 矩阵，a 是门个特征值的实 部全为零，且b 的所个特征值的实部全部小于零，且 a o ，o ) = 0 ，g ( o ，o ) = 0 ，上狄o ，o ) 2 0 ，d g ( 0 ，0 ) 2 0 以上假设可以得到式( 4 1 7 ) 的在( 0 ，o ) 点的中心子空间e 。= r ”而稳定子空 间e 。= r ”，由于中心流形w 。( ( o ，o ) ) 与e 。= r ”在原点相切，则必存在科中的 零点的领域( ，cr “以及可微映射h ：u 匕r ”使得。( 0 ，0 ) 在( 0 ，o ) 领域可以表示 为h 的图像： i 矿。( ( o ，o ) ) = ( x ，y ) i y = 向( r ) ，x u ( 4 - 1 8 ) 由于矿( o ，0 ) 与r ”相切，所以h 还需满足 h ( o ，o ) = 0 ，d h ( 0 ，0 ) 2 0 将系统c 4 一，在。c 。功上的向量场( ：；i ：凄筹 投影到e 。= 尺”上，得： x = a x + f ( x ，矗( y ) ) ( 4 - 1 9 ) 这就得到了所要求的，= a x 十，( x ，矗( y ) ) ，从而将一个 + m 维的系统( 4 - 1 7 ) 化为 了”维系统( 4 1 9 ) ，“削”掉了不感兴趣的结构稳定部分，研究( 4 一1 7 ) 转化维研 究f 4 1 9 ) 式。 一般来说h 是可以确定出来的，至少可以确定出其主要部分。( 4 - 1 9 ) 式中 的h 的求法如下：用j ，= 厅似) 代入式( 4 1 7 ) 得 y = d h ( x ) ，x = d h ( x ) ( a x + f ( x ，厅( r ) ) ) ( 4 2 0 ) 所以 b h ( x ) + g ( x ，厅( r ) ) = d h ( x ) ( a x + f ( x ，矗( x ) ) ) ( 4 - 21 ) 设j v ( 厅( t ) ) = d h ( x ) ( a x + f c x ，而( r ) ) ) 一b h ( x ) + g ( x ，妇( t ) ) 一0 ( 4 - 2 2 ) 从而得到h 得三个方程 7 ( 厅) = 0 ， ( o ) = o ，d h ( o ) = o 考虑第二章的不计磁路饱和的异步电机模型，变换数学模型为 e t ， 1 e t 三， r t 0 一墨k 0 o 0 r 2 k 0 r 1 l ，0心k 0 r 2 j ，0 一r 乙0r 丘 0o0 一l , u 一焉，m 一l ，i 日! g o l r u 。l + e 1 国+ l ，l f l d ! 吼+ l 。l ；i 啦c a + l 。l i i q 矽 l = u 。1 一l m l f l 扪一t l ，d 2 争w 挚( f q l l d 2 - - i d l l q 2 ) 一等正一曲 + f 4 2 3 ) 形如x = a x + f ( x ，矗( r ) ) 设矩阵爿有打个( 7 7 l ，取函数妒( r ) = o ( 1x | 2 ) ，对x “1 满足，设 ( 烈r ) ) s d ( r ) ( 最r + f o ：，矽( _ r ) ) ，一c 烈r ) + g ( x ，( _ r ) ) = d ( f rr j ) ，疗，1 。 贝h 矗( r ) = 0 ( x ) + 0 “譬i m ) ，t l 一：t 1 改变m 它可以达到任意精度，这样基本上可以确定出 ( r ) 的主要部分。 k 0 协缈 郴2 4 椰即，o ) 上的向量场 l g ( x , 篡渤投影到肚彤上，得 门 y = 毋+ f ( y ，厅( y ) ) ( 4 2 5 ) 至此可以将异步电动机5 阶方程降阶为”阶( 胪i 5 ) ，研究原来的高阶方程可转化 为研究低阶方程。 第五章异步电机变频调速系统低频振荡的抑制 死区敬应是非常有害的死区时间越长，逆变器输出基波电压损失越大， 电流波形畸变程度越严重”2 1 ，输出波形畸变的程度随着频率的降低和电压的 减小而增大，此时无论是电机的铜耗、铁耗以及转矩脉动都将变犬，而上述的谐 波成分将会影响到系统的稳定性，使系统低频运行不稳定区域变大，系统更易 产生低频振荡现象，影响系统的运行质量和可靠性。 本章从以f 逆变器和异步电机两个方面入手，抑制逆变器供电异步电动 机系统的低频振荡，首先总结以往常用死区补偿方法，然后较为详细地介绍混 合型p w m i b 偿方法、基于脉冲的死区补偿方法和功率补偿抑制振荡方法，来减 少或消除系统的低频振荡并通过仿真验证功率补偿对低频振荡的抑制效果； 另外因电机参数和变量变化是影响异步电动机变频调速系统的低频振荡的重 要因素，系统低频振荡抑制的一种十分自然的想法就是直接控制或调制这些 参数，通过对系统中电机参数的调节，达到抑制系统低频振荡的目的。 5 1 死区补偿膏i 去 目前研究死区补偿主要有两个方向：一种是硬件补偿，这种补偿策略需要增 加硬件，通过输出实际电压和电压参考值的比较得到需要补偿的电压信号。如刘 风君教授在( ( s p w m 逆变器死区影响的几种补偿方法。中提到的一些使用硬件 来进行补偿的1 些实例：另一种软件补偿，采用纯软件的方法，在电机的控制程 序中加入死区补偿的算法，来实现对死区影响的补偿，这种方法的优点是不需要 额外添加硬件，且更加灵活，适用性强。 国外一般使用软件的方法来实现死区补偿，现在工业上采用的方法一般是计 算m 需要补偿的电压的平均值，然后通过坐标变换，求出在旋转坐标系中，所需 要补偿的电压矢量。 近年来，许多科技工作者对死区补偿的方法进行了大量的研究，常用电压反 馈法或电流反馈法进行补偿，这两种方法的共同补偿原理是设法产生一个与误差 波相似、相位相反的补偿电压来抵消或削弱误差波的影响。其中，电流反馈法是 南检测电路实时采样三相输出电流，并把它转换成三相方波电压加到调制波上， 然后经载波调制后产生一个与误差波相抵消的方波电压脉冲以实现补偿。与电压 反馈法相比，电流反馈补偿法电路实现相对简单，但其补偿是通过检测电流过零 点来实现的，由于电流检测通道中存在着高频噪声。电流输出时，被测信号将是 电流信号与高频噪声的叠加，正是由于这种高频噪声的存在，使得检测到的电流 信号与真实的信号之间存在误差过零检测精度多少会受到影响，同时，必须的 电流滤波环节也会引起检测滞后：电压反馈补偿法陈实现电路复杂外，也存在电 压采样精度和采样滞厉问题。在用软件实现时检_ j 受0 精度和检测滞后会影响死区 的补偿效果。 以矢量控制系统为例，常用的死区时间补偿方法有3 种：( 1 ) 直接检测电流 过零点：该方法根据电流符号对指令p w m 波加或减死区时间进行补偿，其最大 特点是简单，但需要准确地检测电流过零点，尤其在低频时电流过零点不明显， 容易导致谡补偿；( 2 ) 预测过零点；该方法在某种程度上是方法( 1 ) 的改进，采用 对电流过零点在时间上提前实现电流过零点的超前检测，通常用于中高频段时 才具有较好的补偿效果；( 3 ) 基于转于磁场定向的死区补偿；该方法对二相输出 才具有较好的补偿敬果；( 3 ) 基于转子磁场定向的死区补偿；该方、祛对二相输出 电流进行坐标变换，然后基于转子磁场定向的同步旋转角计算电流矢量角，进行 角度区闻判断来 偿。通常三相输出电流脉动小时具有较好的补偿效果。 下面再详细介绍几种补偿方法“”，。 5 1 1 混合型p w m 补偿方法 近年来，一些学者在对混合型p w m 进行研究，所谓混合型p w m 方法是指 将p w m 系统的1 2 0 。与1 8 0 0 两种不同的导通方式相结合来产生p w m 脉冲序列。 通过对这种混合型p w m 的方法以及其特性进行过研究，以消除1 8 0 0 导通方式下 的死区时间的存在，可发现该混合型p w m 的解决思路与死区时间的补偿思路是 一致的。 混合型p w m 方法的基本思路是：1 8 0 0 导通型p w m 方法中的死区时间内， 有一相桥的上、下桥臂都处于关闭状态，而这就是控制上的1 2 0 0 导通型电压矢 量的作用状态。这样，若在1 8 0 。导通型逆变器换相时加入1 2 0 0 导通型的电压矢 量，使1 2 0 。与1 8 0 。导通型电压矢量交替作用，则可达到减弱或消除死区效应的 影响。 混合型p w m 方法中1 8 0 。导电型与1 2 0 0 导电型电压矢量交替作用，为降低 逆变器的开关频率，矢量交替作用的选择顺序以每次换相时开关动作的器件数目 最少为原则。在该方法中，每次换相只有一相桥的一个桥臂有开关动作。 聃3 h h c l 母帕 ( 舭卜n 巳州贰少 一州a y 黝e 火 1洋，多 y 7 0 t 1 ) 圈5 - t1 2 0 与1 8 0 导电型电压矢量的不f # 眭闻位置与大小关系 对1 8 0 0 导电型逆变器而言，在图5 一l 中o 。6 0 。区域，由两个矢量( 0 1 0 ) 与 0 1 1 ) 交替作用，零电压矢量的选择以降低开关频率为原则选择有： 0 1 0 一0 “一“1 0 l l 0 1 0 0 0 0 一0 l o 一 显然，该作用顺序为非连续型p w m 方法的一种，此时每次状态的切换都只 有一相桥的上、下两个桥臂进行切换，这种情况下不可避免的要加入死区时间， 以避免直通现象 对混合型p w m 来讲，不考虑零电压矢量的作用情况，使每个1 8 0 。导电型电 压矢量的前后都由1 2 0 0 导电型电压矢量作用，而每个1