（电磁场与微波技术专业论文）sige+bicmos+tdscdma混频器的设计研究.pdf

重庆邮电大学硕士论文摘要 摘要 作为世界第三代移动通信标准之一的t d s c d m a 标准，日益受到中国政府 和产业界的关注与支持。其中，t d - s c d m a 移动终端射频芯片的研发技术正处 于发展阶段，掌握其核心技术对t d s c d m a 商用之后的经济效益至关重要。而 混频器作为移动终端射频芯片的重要组成模块，已经成为人们研究的热点。为此， 本文设计了一个满足t d - s c d m a 终端射频标准的混频器电路。 文章首先介绍t d s c d m a 移动终端的发展前景、阐述本次设计选用s i g e b i c m o s 技术的理由、分析混频器设计中的重点、难点以及总结和比较几种接收 机结构的特点。第二部分对射频的概念、混频原理及混频器的性能指标进行介绍， 特别提出了零中频结构对混频器设计的若干影响。第三部分针对仿真所用的捷智 工艺库，研究了n p n 双极型晶体管、电感，电容和电阻的器件模型，其中包括 等效电路、结构型号、工作范围等。第四部分在研究目前最为广泛应用的g i l b e r t 单元混频电路的基础上，从降低电源电压、提高线性度、提高隔离度这三个方面 进行改进，并且完成了对混频器的核心电路、射频级与本振级偏置电路以及射频 输入匹配电路的设计。第五部分使用e d a 工具c a d e n c es p e a r e r f 对所设计的混 频器进行仿真验证，主要包括直流、端口匹配、线性度，增益、噪声和隔离度等 方面的仿真与分析。仿真结果表明，除增益在部分带宽内略低于指标，电路的其 它性能指标基本达到预定要求。 关键词：t d s c d m a ，零中频，混频器，器件模型 重庆邮电大学硕士论文 a b s t r a c t a so n eo ft h e3 “g e n e r a t i o nm o b i l ee o m m u n i e a l i o ns t a n d a r d s ，t d - s c d m ah a s a t t r a c t e dc h i n e s eg o v e r n m e n ta n dt h eb u s i n e 鹳i n c r e a s i n g l y i ti sad e v e l o p i n gs t a g e f o rr & do fr f l ci nt d - s c d m ah a n d s e t , s oi ti sv e r yi m p o r t a n tt os e i z et h e t e e l m i q u ec 0 1 eo ft d - s c d m aa f t e ri ti st a k e ni n t ot h em a r k e t a st h es a m et i m e , m i x e ra so n eo f t h ei m p o r t a n tm o d u l eo f r f i ch a sb e e naf o c u so f p e o p l e sr e s e a r c h f o rt h e s er e a s o n s , t h i sd i s s e r t a t i o nd e s i g n sam i x e l w h i c hm e e t st d s c d m ah a n d s e t r fs p e c s f i r s t , t h ef u t u r eo f1 d - $ c d m a h a n d s e ti si n t r o d u e e c kt h ei t c a , s o i i so fs e l e c t i n g s i g eb i c m o sf o rd e s i g n i n gm i x e ：l 晰l , r e s e n t 烈la n dt h ed i 伍e u l t i e si nd e s i g n 锄 龇a l y 碱m c a n w h i l e ，s e v e r a lr e c e i v e r s a r e h l t e e t u r e sa r cs l l m m a r i z e da n de o m l , m - e d i ns e c o n dp a r t , t h ee o a e e p t so f r a d i of r e q u e n c y 、t h e o r yo f m i x i n ga n dd e s i g ns p e c s 躺 i n l r o d u e e d t h es p e c se s p e c i a l l yf o rz e r o i fr e c e i v e ra r c h i t e c t u r ea r ep r e s e n t e d i n t h i r dp a r t , t h ep h y s i cm o d e lo f n p nb i p o l a rm t m i s t o r s 、i n d u e t o r s 、c a p a c i t a n c e sa n d r e s i s t o r si nj a z zd e s i g nk i t sa i es t l l d i e sf o rt h es a k eo fm i x e rd e s i g na n ds i m u l a t i o n , i n c l u d i n gc i r c u i t sm o d e l 、c o n f i g u r et y p e 、w o r k i n gr a n g ea n ds oo i li nf o u r t hp a r t , a t t e rt h ew i d e l yu s e dg i l b e r tc e l lm i x e ri ss t u d i e d , t h ei m p r o v e m e n t so nl o w - v o l t a g e 、 h i g h - l i n e a r i t ya n dh i g h - i s o l a t i o na 砖g i v e nf o rl l a i x c rc o l e t kb i a sc i r c u i t so fr f i n p u ta n dl oi n p u ta n dm a t e h i n gc i r c u i t sa 托a l s od e s i g n e d i nf i f t hp a r t , s i m u l a t i o n s o f t h ed e s i g n 躺d o n eb ye d at o o l s - c a d e n c es p e e t r e r f t h ep r o c e s si si n e l u c l i n gt h e s i m u l a t i o na n da n a l y s i so f d c 、p o r tm a t c h i n g 、l i n e a r i t y 、g a i n 、n o i s ea n di s o l a t i o n ， a n dr e s u l t ss h o wm o s to f t h e 印c c sa c h i e v et h e a n l i c i p a t i o x le x c e p tg a i nal i t t l el o w e r i ns o l n es p e c t r u mw ec o n c e r n e d 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得重鏖鲣皇太堂或其他教 育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何 贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名： 醇孙泰 签字日期：弦口多年亏月5 e t 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解重废塑电太堂有关保留、使用学位论文的规 定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查 阅和借阅。本人授权重庞整电太堂可以将学位论文的全部或部分内容编入 有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论 文 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：辫导师签名： 以转飞氏 签字日期：功p 多年5 月，暑日 签字日期：“年1 月f 8 日 重庆邮电大学硕士论文 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 过去的十年里，无线通信技术得到了飞速的发展。近几年，第三代移动通信 ( 3 g ) 市场已经在欧洲、美国以及韩国、日本等国启动。据市场调查的数据显 示，截至2 0 0 5 年5 月，全球付费3 g 用户已近1 8 亿。作为3 g 标准之一的t d - s c d m a 标准，日益受到中国政府和产业界的关注与支持。其中，t d - s c d m a 移动终端射 频芯片的研发技术正处于发展阶段，面对诱人的市场前景，掌握其核心技术对 t d - s c d m a 商用之后的经济效益至关重要。在终端射频( r er a d i of r e q u e n c y ) 芯 片中，无线收发需要频率变换，这使得混频器成为最关键的模块之一 射频集成电路兴起于上世纪七十年代【，至今出现过的混频器制造工艺有砷 化镓( g a a s ) 、硅( s i ) 、磷化铟( i n p ) 、互补型金属一氧化物半导体( c m o s ) 、 硅锗( s i g e ) 、双极一互补型金属一氧化物半导体( b i c m 0 s ) 等工艺国内外 关于混频器的研究，主要集中在使用c m o s 工艺上。但是，s i g eb i c m o s 技术 既拥有s i 工艺的集成度和成本优势，又具备g a a s 和i n p 在速度方面的优点，还 可以通过增加金属和介质层来降低寄生电容和电感，制造成高质量的集成无源器 件，以及通过控制锗掺杂来设计器件随温度的行为变化。正是基于上述优势，s i g e b i c m o s 技术广泛用于下变频器、低噪声放大器、前置放大器和无线局域网 ( w l a n ) 功率放大器的设计制造。而今，这种技术已经可以应用于c d m a 和 g s m 手机中的高功率放大器产品。由于这种半导体可以集成更多电路，它将在 未来功率放大器与无线射频电路的集成方面发挥重要作用1 2 1 本次设计主要考虑 到由于现阶段c m o s 无法实现集成的功率放大器，而不能将收发机集成到一块 芯片上，以及b i c m o s 的跨导比c m o s 大的多，能够达到更大的增益，故而使 用s i g eb i c m o si 艺进行设计。 随着社会的进步，人们对通信系统的数量以及性能的要求都在不断提高，这 就要求我们必须更加深入的研究。但是，我们也看到射频集成电路的设计存在许 多困难，目前接收系统前端混频器的设计主要面临以下挑战： l 低功耗、低成本 低成本、低功耗是人们对集成电路的要求，对射频集成电路亦相同。b i c m o s 与c m o s - - 样，其静态功耗近似为零。但在动态工作时，由于其电流驱动能力驱 使状态转换的电流峰值时间很短，摆幅小，因而具有比c m o s 更小的瞬态功耗 因此在同样条件下，b i c m o s 电路的系统平均功耗将会大为降低嘲尽管b i c m o s 重庆邮电大学硕士论文 第一章绪论 技术存在着工艺复杂和成本偏高的缺点，但其所达到的高性能却是单一工艺所无 法比拟的。尤其是s i g e 技术是最近的一项技术革新，能同时改善接收机的功耗、 灵敏度和动态范围，大大提高了s i g eb i c m o s 技术的性价比而受人们的青睐。 2 对线性、噪声等性能的要求 众所周知，混频器实现的功能是频谱的线性搬移，在这个过程中，除了所需 要的和频与差频，还有许多不需要的谐波分量出现，这些谐波分量会对有用信号 有一定的干扰，尤其那些和所需信号相近的谐波，因此要求电路对谐波有一定的 抑制作用，以提高线性度。在大部分设计中，线性度是混频器最重要的参数。另 外，由于接收机前端的信号功率较小，导致前端的噪声对信号的保真具有显著的 危害。混频器是接收机前端继低噪声放大器( l n a ) 之后的第二个有源模块，其 噪声性能对于减小前端噪声至关重要嗍。 1 2 接收机结构的比较 射频接收机结构主要有超外差、零中频、镜像抑制、宽带双中频、低中频、 数字中频、亚采样等结构。由于不同的接收机结构各有特点，使得混频器设计时 考虑的因素不完全相同，所以在设计混频器之前首先要确定接收机的结构。 超外差接收机是被广泛应用的接收机结构嘲，其结构框图如图1 1 所示。 混频器 图1 1 超外差接收机结构 在超外差接收机中，从天线接收到的射频信号经带通滤波器选择后进入低噪 声放大器，低噪声放大器可以降低整个接收机的噪声其后的镜像抑制滤波器滤 除镜像频率。然后，射频信号通过混频器与本振( i d ，l o c a lo s c i l l a t o r ) 信号混 频得到中频信号，再通过带通滤波等处理完成下变频。 超外差结构的主要缺点是存在镜像频率的干扰，需要镜像频率滤波器，而这 个滤波器无法与其它模块集成在一个芯片上因此，在抑制镜像频率的基础上， 出现了其它的接收机结构。图1 2 所示的为零中频接收机结构。这种结构中，混 2 重庆邮电大学硕士论文 第一章绪论 频器位于低噪声放大器之后，分别与相位相差9 0 。的两路本振信号混频，输出同 相( i ) 、正交( q ) 两路信号，再经低通滤波器和模数转换器直接输入到基带进 行处理。 图1 2 零中频接收机结构 零中频较之传统的超外差结构有以下优点网： 第一，由于零中频结构射频和本振频率相同，不存在镜像信号干扰，也就不 需要镜像抑制滤波器，那么也就不需要考虑低噪声放大器与它的匹配问题。 第二，对于信道选择滤波器来说，由于中频是零，不需要片外的声表面波滤 波器来选择信道，直接用低通滤波器即可。这两个优点使得零中频结构接收机更 容易集成。 在总结了超外差、零中频、镜像抑制、宽带双中频、低中频、数字中频、亚 采样接收机结构的性能的基础上，表1 1 列出了它们在如何抑制镜频、是否易于 集成、有无l o 泄漏等方面的特点f f “n 】。从表可以看出，零中频结构对镜像频率 的抑制最为简单有效，而且由于t d - s c d m a 系统特有的帧结构，可以采用基带 编码的方式消除零中频的直流偏差，所以零中频结构是设计t d s c d m a 终端射 频接收机的较好选择关于零中频结构对混频器设计的特别要求将在第二章中详 细介绍。 1 3 论文结构 本文共分六章，各章的内容安排如下： 第一章首先介绍了t d - s c d m a 移动终端的发展前景，阐述本次混频器的 设计选用s i g c b i c m o s 技术的理由，分析了混频器设计中的重点、难点。然后， 3 q 重庆邮电大学硕士论文第一章绪论 针对不同接收机结构对混频器设计有不同的影咐遵结比较了几种接收机结构的 特点，以便选定合适的结构进行后续设计 表1 1 几种常见接收机结构的比较 结构 超外差零中频镜像抑制宽带双中频低中频 数字 攫耱 中频 亚采样 片外镜无镜频h 硎e y 结综合混频器抑制能二次 采样电路代 如何抑制镜频滤波构 、 力有限混频替混频器 频器w 踟结 构 是否易于集 否是是是是是 是 成 有无l d 泄漏有有无无无无 基带编 如何消除直 多个变码，去 流偏差频级直电容 存在无无 无 等 反向二 如何消除i 舷 滤波 极管对 存在 无无无 等 i q 支路的匹 容易 赡滩 容易容易容易 配 动态范 设计 围和分 对 d c 的要求要求动态范围大 辨率加 大 高 对振荡器的 设计低相位 噪声的高频 设计难 要求 度大 设计简单 合成器容易 极佳的易于满 可靠性 足线性处理多 其它优点 和灵敏动态范种信号 度围 时钟馈通、 运算放大器 闪烁噪电流消 设置时间不 其它缺点足，高频低 宙 耗大 功率的亚采 样电路很难 设计 第二章介绍了射频的概念、混频原理及混频器的设计指标，针对零中频接 4 重庆邮电大学硕士论文 第一章绪论 收机结构自备 些特点，指出设计时对指标的影响。 第三章根据捷智的0 3 5 1 u ns i c - eb i c m o s 工艺库提供的器件模型，对设计时 用到的三极管、电阻、电容、电感模型进行了研究。 第四章混频器的电路设计，主要包括核心电路设计、偏置电路设计和匹配 电路设计。其中，核心电路是在分析了g i l b e r t 单元混频器的基础上改进而成， 偏置电路设计包括射频级偏置和本振偏置，匹配电路主要是射频输入端口的匹 配。 第五章使用e d a 工具c a d e n c es p e c t r c r f ，对设计的混频器进行仿真验证。 仿真过程主要针对评价混频器性能的指标，仿真结果除增益在部分带宽略低于指 标之外，其它的均满足预定指标。 第六章总结了本文工作的工作以及提出设计时的不足，对今后工作重点进 行展望。 5 重庆邮电大学硕士论文第二章混频器原理 第二章混频器原理 混频器是无线通信射频收发系统的重要模块。目前对射频集成电路的设计 主要局限在射频接收和发射系统子模块的研究，对此方面的研究国外也刚刚起 步，这对国内的r f i c 行业是一个很好的发展契机。本章首先对射频的概念进 行介绍，然后概述了混频器的混频原理以及其性能指标，最后特别指出零中频 结构对混频器设计的影响。 2 1 射频的概念 近年来由于移动通信、卫星通信的迅猛发展，工作频率日益提高，射频和 微波电路得到广泛的应用。在当今最通用的频谱分段- - i e e e 频谱( 如表2 1 所 示) 中，射频的范围通常指从v h f 到s 波段，即频率为3 0 m h z 4 g h z 的范围 1 2 1 本文所研究的移动终端射频系统通常指收发机系统。 表2 1 i e e e 的频谱 频段频率波长 e l f ( 极低频) 3 0 一3 0 0 k1 0 0 0 0 1 0 0 0 k i n v f ( 音频) 3 0 0 一3 0 0 0 h zl 0 0 0 1 0 0 k r n v l f ( 甚低频)3 3 0 蛆z1 0 0 一1 0k m l f ( 低频)3 0 3 0 0 l d k1 0 1k m m f ( 中频) 3 0 0 一3 0 0 0 h k1 一o 1k m l - i f ( 高频)3 - - 3 0 l 舭 1 0 0 1 0 m v h f ( 甚高频) 3 0 - - 3 0 0 kl o l m u h f ( 特高频)3 0 0 - - 3 0 0 0 z1 0 0 一1 0 c m s h f ( 超高频)3 3 0 ( m z l o l c m e h f ( 极高频) 3 0 - - 3 0 0g h zl o 1 c m 亚毫米波 3 0 0 - - 3 0 0 0g h z 1 - - 0 1 m m p 波段o 2 3 - - 1 锄1 3 0 - - 3 0 c m l 波段 l 一2 g f i z3 0 - - 1 5 c m s 波段 2 - - 4 g h z1 5 7 5 c m c 波段 4 8 g i i z7 5 3 7 5 c m x 波段 8 1 2 5g h z 3 7 5 - - 2 4 c m 6 重庆邮电大学硕士论文第二章混频器原理 k u 波段 1 2 5 一1 8g h z2 4 1 6 7 c m k 波段 1 8 2 6 5g h z 1 6 7 1 1 3 c m k a 波段2 6 5 4 0 弛 1 1 3 一o 7 5 c m 毫米波 4 0 一3 0 0g h z7 5 一 n u n 2 2 混频器原理 混频是一种频谱的线性搬移过程，它使信号从某一个频率变换成另一个频 率，在射频系统中起着调制和解调的作用。具体的说，在发射机中，将中频信 号搬移到射频频段；而在接收枫中，将接收到的射频信号搬移到中频段上。通 常认为，在接收机中实现混频的电路称为混频科1 3 1 ，即下变频器。 混频器有三个端口，个是射频( r f ) 端口，输入的是射频信号；二是本 振( l o ) 端口，输入的是本振信号；三是中频( 腰) 端口，输出中频信号。 混频原理简单来说是将不同频率的信号相乘，以实现频率的转换。混频器 电路的核心部分是将两个信号在时域中相乘。乘法的基本作用可以通过考察以 下三角恒等式来理解： ( a c o s a ，l t ) ( b c o s2 力= 二善【c o s o 一口2 ) t + c o s ( c o l + 吐弘】 ( 2 1 ) 二 设射频信号为 v 1 ( f ) = k c o s o ) l t ( 2 2 ) 本振信号为v 2 = 巧c o s 仍r( 2 3 ) 相乘得 v l v 2 = i iv 。 c o q c 0 2 ) t + c o s ( o j l + c 0 2 ) t ( 2 4 ) 因此乘法产生了输入信号频率之和与频率之差的输出信号，它们的幅值正 比于射频信号和本振信号幅值的乘积。因此，如果本振信号的幅值不变，那么 射频信号中任何幅值调制都传递给了中频信号。 混频器的频谱搬移如图2 1 所示。 2 3 混频器的技术指标 2 3 1 增益 混频器一个重要的特性就是频率变换增益，它通常定义为输出中频信号的 大小和输入射频信号大小之比n 訇电压增益r 和功率增益g p 分别定义为： 7 重庆邮电大学硕士论文 第二章混频器原理 v d ) v “( _ ， 一u ( b ) l o 信号 ( c ) 上移和下移频谱成分 图2 1 混频器的频谱搬移 以；竖 q = 告 o f 式中：射频输入功率脑和中频输出功率只旷单位都是d b m 。 2 3 2 噪声系数 ( 2 5 ) ( 2 6 ) 噪声系数定义为输入信噪比( 鼢倪) ，= 只m 与输出信噪比( 删r k = 只，虬 的比值： f ：! 型堕：型盟 ( s n r ) o 匕| n o 噪声系数常用分贝表示： n f ( d b ) = 1 0 1 0 9 f 8 ( 2 7 ) ( 2 8 ) 里苎塑堕盔堂塑主堡塞 箜三童墨塑墨厘垄 因为频率变换的原因，混频器的噪声系数定义要比通常的噪声定义复杂一 些。混频器的噪声系数定义为1 1 5 】： f ：挚呜虫 ( 2 9 ) 州。( 国f ) r 喇( n k ) 是在中频的所有输出噪声，虬嘲( 国，) 是信号源在中频口输出 的噪声。 混频器的噪声系数通常分为双边带( d s b ) 和单边带( s s b ) 噪声系数。 双边带噪声系数中的信号源噪声包括射频信号的噪声和镜频的噪声，单边带则 只包括射频信号的噪声。所以 圯( 删。嘲= 懒日) s s b + 3d b ( 2 1 0 ) 加= 呱s b 一3d b ( 2 i i ) 2 3 3 线性度 混频器对输入的射频小信号而言是线性网络。但是，当输入的信号逐渐增 大时，由于器件的非线性，也存在着非线性失真闯题。混频器的线性度主要用 i d b 压缩点和三阶互调截点来衡量f 1 4 1 。 ( i ) i d b 压缩点 i d b 压缩点定义为增益下降i d b 时相应的输入( 或输出) 功率值。由图2 2 可知，i d b 缩点是中频输出功率偏离( 低于) 线性变化功率值i d b 处的交点。 删瑁五 p | j p j 峨 吒l i p , 一 图2 2 混频器的l c 旧压缩点 圈2 3 三阶互调截点 ( 2 ) 三阶互调截点 当两个频率( q ，鸭) 十分接近的射频信号输入混频器时，由于器件的非线 9 重庆邮电大学硕士论文第二章混频器原理 性，这两个信号相乘会产生许多频率组合的分量( + r a m i - 4 - n ( d 2 ，脚、行为整数) ， 对有用信号产生干扰，称为互调失真。由三次方项产生的频率组合2 q 一0 7 2 和 2 0 , 2 一q ，距离基波分量较近，容易对基波产生干扰，称为三阶互调。三阶互调 截点( i p 3 ) 定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点，此点对应的输入功 率表示为i i p 3 ，此点对应的输出功率表示为o l p 3 。如图2 3 所示。 2 3 4 隔离度 隔离度是表征混频器内部电路平衡度的一个指标。混频器的三个端口：r f 口、l o 口、口，理论上应该是严格隔离的。实际设计时，由于混频器内部 电路的不平衡，各端口间不是完全隔离的。隔离不理想会产生以下几个方面的 影响：l o 口向r f 口的泄漏会使本振大信号影响l n a 的工作，甚至通过天线 辐射；r f 口向l o 口的窜遥会使射频信号中包含的强干扰信号影响本地振荡器 的正常工作；l o 口向口的窜通，本振大信号会使以后的中频放大器各级过 载。射频信号如果隔离不好也会直接通到中频输出口，但是由于r f 频率很高， 都会被中频滤波器虑除，不会影响中频。 2 3 。5 阻抗匹配 阻抗匹配的目的是得到最大传输能量。在常用的差分对结构中，由于射频 口和本振口分开，可以分开考虑各自的阻抗匹配。由于差分管对发射极输入信 号是虚地，因此输入阻抗即为各管的输入阻抗 从一般的非平衡输出的射频、本振信号源到差分对平衡口需要一个。不平 衡一平衡”( b a l u n ) 的变换器。如果不用此变换器而将差分对采用一端基极接 地的单端输入方式，差分对的发射极己不是虚地，为了保持平衡，发射极的电 位就要通过增加阻抗进行抬高。 2 4 零中频结构对混频器指标及设计的影响 零中频结构存在着一些很难克服的问题，比如：本振泄漏、偶次谐波干扰、 直流偏差、闪烁噪声等。这些问题使得在设计混频器时需要额外的考虑。 l 、本振泄漏 零中频结构的本振与射频信号频率相同，如果混频器的r f 口到l o 口的隔 1 0 重庆邮电大学硕士论文第二章混频器原理 离度不好，本振信号就很容易从r f 口泄漏到天线，辐射到空间，形成邻道的 干扰。因此，要求较高的r f 口到l o 口的隔离度来减小本振泄漏。 2 、d l a 偶次谐波失真干扰 两个频率相近的干扰信号进入l n a ，由于l n a 器件的非线性，产生了偶 次项的频率组合：疗l ( q 吃) l 为自然数) ，在零中频机构中就可能因为混频 器r f 口和坪口隔离的不理想而直接进入基带，造成干扰。其中，二次项的互 调频率( q 一哆) 距离零中频最近，最容易产生干扰。因此，需要考虑二阶互调 截点玎陀这个指标。 3 、直流偏差 直流偏差是零中频结构特有的一种干扰，它是由自混频引起的自混频有 两种情况：一种是由本振泄漏的信号又从天线回到r f 口，与本振信号混频， 差频为直流；另一种是天线接收到强干扰信号从r f 口串通到l o 口，再与r f 口接收到的同频带强干扰信号混频，引起互调失真，其中二阶互调干扰信号位 于基带附近，能量最大，对接收机的影响也最大。 消除第一种直流偏差的最简单方法是在混频器的输出级加一个耦合电容， 但是电容值较大，不易集成。消除第二种直流偏差的方法是优化混频器的电路， 减少泄漏和电路的不平衡【l q 。 4 、闪烁噪声 有源器件内存在的闪烁噪声会随着频率的降低而增加，尤其是场效应管的 这种特性更明显。它对搬移到零中频的信号产生干扰，降低信噪比所以，混 频器应设计成较高的增益来克服低频噪声。 5 、噪声系数 对于零中频结构，由于射频频率和本振频率相等，没有镜像频率。若射频 为已调信号，它的频谱位于载频两边，也就是位于本振两边，这时测得的混频 器噪声系数称为混频器的双边带噪声系数。所以，零中频结构的噪声系数这一 项指标均指双边带噪声系数。 重庆邮电大学硕士论文第三章射频器件模型的研究 第三章射频器件模型的研究 高频模拟电路的分析、综合和验证比数字电路困难得多，而且随频率的升 高，器件行为和寄生效应更加复杂。射频集成电路的复杂性对设计者提出了更 高的要求和挑战，c a d 软件是设计者必不可少的工具。器件模型不仅是电路设 计者进行电路分析、结构设计和综合的起点，也是用计算机进行分析的基础。 为了精确的进行电路设计，就需要精确的模型来描述器件特性。把器件用它的 等效模型电路代替就可以有效地、更近似地进行电路模拟。本文在电路设计和 仿真时使用的是捷智( j a z z ) 0 3 5l lms i g eb i c m o s 工艺库。 本章根据捷智工艺库提供的器件模型【1 7 1 ，对设计时用到的n p n 双极型晶体 管、电容、电感、电阻的模型进行了研究。 3 1n p n 双极型晶体管模型 捷智工艺库中提供了两种n 烈的模型：s p i c e g u m m e l p o o n m o d e l ( s g p m ) 和i i g hc u r r e n tm o d e l ( h i c u m ) s g p m 几乎在所有的商用仿真器上均可使用， 是一种最常见的、非常稳定的三极管模型s g p m 模型用于小电流和5 c v a c 的情 况嗍i ，m c u m 用于大电流、高速电路的情况f 1 9 1 。由于混频器的输入是小信号， 所以用s g p m 模型即可。s g p m 模型的等效电路如图3 1 。 圈3 1s g p m 模型的等效电路 重庆邮电大学硕士论文 第三章射频器件模型的研究 图中，b 、c 、e 、s 分别表不基微、果电极、发射极、村底的4 个外部端点， b 、c 、e 分别表示本征晶体管的三个端点。 s g p m 模型能反映晶体管的大注入效应、基区调制效应及基区展宽效应使 特征频率和集电极电流成反比的特性，而且还考虑了模型参数与温度之间的关 系。s g p m 模型中决定直流特性的参数主要有；输运饱和电流五，正向( 反向) 电流发射系数，( r ) ；理想最大正向( 反向) 电流放大系数毋( 犀) ；b e ( b c ) 结漏饱和电流l ( l ) ；正向( 反向) 膝点电流0 ( ) ；b e ( b c ) 结漏发射系数 札( m ) ；正向( 反向) e a d y 电压( o ) 其中t 、毋、 r ，、l 、札描述晶体 管正向电流增益特性；、e 、，、l 、l 、札决定反向电流增益特性；珞和 决定正向与反向工作的输出电导。 c i - q c i 别为b e - qb c 结零偏压下的结电容；c - 为零偏压下集电极与衬 底p n 结电容。 s g p m 模型集电极电流和基极电流为： 厶= 4 每+ k + 每+ u - ， 例告一鲁专叱， 2 ， 式中 吐嘲叫 b e 2 一- l 哆麓叫 = 哆动一l 】 协l 唑稳一l 】 q = 圭c 卜每一净一a 叩“c 等+ 净 a 为发射极面积，m 为大电流滚降系数。 由以上公式可以看出，在外加偏置电压确定的情况下，调节发射极面 重庆邮电大学硕士论文第三章射频器件模型的研究 积即可改变集电极和基极电流大小。 工艺库中提供了五种结构的n p n 管，它们以基极、集电极、发射极的个数区 分。每种结构又分为数字、低电压、高电压三种类型。发射极的宽度有宽、窄两 种选择，长度是可调节的，具体数据见表3 1 ： 表3 1n p n 的结构 e m m e t d e v i c e t y w i d t h d = d l g l l a l i = l o w 啊坩呻 f 嘞3 u m c o n f l g u r 矗l o nh = h 嘧hv o l t a g e w - - 0 g m e m r t w k i 帅 e m i t t e r sb a s e sc o u e c t o r s 1 1 d 1 h0 5 t 1 - 2 0 3 山n t11 1 2 t d lh i t 埘 o 。5 1 1 - 2 0 3 “m 121 2 驼 d ，l ，h n j w 0 5 1 1 - 2 0 ，3u m 232 3 4 2d 。lh i i _ 0 5 ，1 1 2 0 3 342 4 5 2 d i 。h n w o 5 1 1 - 2 0 3u m 52 设计时根据版图选择管子的结构，根据电路功能选择管子的类型，根据所需 电流的大小调整发射极面积。 3 2 电容模型 在集成电路的版图中，所有的互连层都可以用作平板电容刚。捷智工艺库中 提供了三种电容模型：金属一绝缘体一金属( m i m ) 电容、多晶硅( p o l y ) 电容、 金属一绝缘体一半导体( m 【s ) 电容。蛐m 电容的电阻小，不需要精确的电阻模 型，可以提供较高的q 值，而且温度系数小。在相同容值的情况下，加m 电容比 p o l y 电容面积小；在高q 的情况下，枷m 的电容密度比m i s 小本次设计选用上 下极板由2 层金属和3 层金属构成的m i m 电容，标记为c 3 tm i m 2 。其等效电路如 图3 2 ： p s u b 图3 2 删电容模型的等效电路 1 4 重庆邮电大学硕士论文第三章射频器件模型的研究 图中，c m h n 是m i n i 电容值，r t p 是上极板和通孔的电阻，p b p 是下极板电阻， 螂呦别是上、下极板的电感，c o x 是氧化物电容，r s 曲和c s u b 是衬底电阻 和电容。 c 3 t _ m i m 2 的电容密度是2 伍t = m 2 ，极板长度l 0 5 t ti n ，极板宽度w o 5 l im ，正常工作频率f 一 1 0 g h z 。 3 3 电感模型 在射频集成电路中，电感的实现方式有两种，即引线电感和金属螺旋电感 阱】所谓引线电感，就是在芯片的两个压焊点之间或者压焊点与封装之间焊接 的金属线所形成的电感。引线电感的感值和品质因数受引线长度、电阻率、直 径的偏值影响波动很大，在工艺中很难控制，而且压焊点产生的寄生电容对射 频电路影响较大金属螺旋电感是目前广泛应用的一种，捷智工艺库中提供的 电感版图如下： + 图3 3 金属螺旋电感模型 如图3 3 所示，这种方形的螺旋电感是用最项层金属实现的，p o r t l 通到下 一层金属引出。电感的匝数、螺旋半径、金属宽度、金属间距是可调节的，不 同的金属工艺调节范围不同其等效电路如图3 a 所示： c s u b 、r s u b 分别是衬底电容和电阻，c o x 是氧化层电容，c p 是端口之间 的等效电容，r v i a 是通孔电阻，l s 是等效电感。l l l 4 与r 1 一r ! i 组成的梯 子结构表示高频下趋肤效应对电感造成的影响。趋肤效应引起导体中不均匀的 电流分布，l l l 4 表示金属内部电感，r l r 4 表示因导体有效面积减小而增 加的电阻。 1 5 重庆邮电大学硕士论文第三章射频器件模型的研究 ir4 _ j 嗣翻伊w 卜 l r 1 o 酾两铲1 卜 r b o 酾阶 ，_ t 2r 2u o 胬简争咱m 卜 l fr f 眈i ； o 翻酾争1 m 卜 in 产卜n 一卡 3 4 电阻模型 图3 4 电感模型等效电路 捷智工艺库中提供了两种类型的电阻：多晶电阻和n 阱电阻。多晶电阻温 度系数低，单位面积的寄生电容低n 阱电阻属于用扩散区做成的电阻，它的 电阻率和温度系数类似于多晶电阻，但是寄生电容显著，限制了可用频率范围。 本次设计选用多晶电阻，其等效电路如图3 5 ： p p s u b 图3 5 电阻模型的等效电路 图中，r 是多晶电阻，l 是电阻的自感，c o x 是氧化层电容，c s u b 、r s u b 分别是衬底电容和电阻 多晶电阻的计算公式是： 1 6 重庆邮电大学硕士论文第三章射频器件模型的研究 r ：墨墨型 形+ 形 ( 3 3 ) 式中，见是方块电阻率，a w 、j 乙为常数，由电阻材料决定。设计时，只 要调节电阻的长、宽即可得到不同阻值的电阻。 1 7 重庆邮电大学硕士论文 第四章混频器电路的设计 第四章混频器电路的设计 大多数的电路分析都要先假设是线性和不随时间变化的，然而现代通信设 备的高性能实际上主要取决于存在至少一个不满足线性时不变要求的元件。混 频器在一定程度上是线性的，当输入信号超过一定大小的时候就会偏离线性。 混频器的设计难点主要是如何实现高线性度、低噪声、低功耗、口间隔离好的 混频电路，尤其是这些指标的相互制约，需要在它们之间进行权衡，既要使系 统特别关注的指标尽量好，又要使所有指标满足系统要求，这对设计者来说是 个很大的挑战。 本章混频器的电路设计主要包括核心电路设计、匹配电路设计和偏置电路 设计拟达到的指标如下表 2 2 1 ： 表4 1 混频器的技术指标 工作电压( v )3n f ( d b )1 0 工作电流( m a ) 1 0 输入匹配阻抗( o ) 2 0 0 r f 输入频率( m h z ) 2 0 1 0 2 0 2 5s l l ( d b ) - 1 5 l o 输入频率( m h z ) 2 0 l o 2 0 2 5l o 输入功率( d b m ) 1 0 输出频率( m h z ) o l输入回波损耗( d b ) 1 5 电压增益( d b )2 1 2 5l o - r f 隔离度( d b )6 0 i i p 3 ( d b m )0 l o i f 隔离度( r i b ) 5 5 珂呓( d b m ) 4 0 r f i f 隔离度( d b ) 5 5 4 1 核心电路的设计 混频器的核心电路是在g i l b e r t 嘲单元的基础上经过改进得到的。g i l b e r t 单元混频器属于双平衡混频器，它与单端或单平衡混频器相比有以下两点优点 【2 4 】： 一是各端口问的隔离性能好。由于差分结构，输出电流以相反的相位叠加， 不包含本振信号及其谐波，只与射频信号和q 1 、q 2 的跨导有关。 二是线性范围大。由于r f 输入级是差分放大器，它的伏安特性为t a n h 函 数，此函数以零点为中心有较大的线性范围。 此外，g i l b e r t 单元混频器还具有增益大于1 、由于减少了输出滤波器的数 量而易于集成等优点 1 8 重庆邮电大学硕士论文第四章混频器电路的设计 g i l b e r t 单元以上所述诸多优点吸引了大量的研究。这些研究结果显示，基 于g i l b e r t 单元的混频器不仅可以达到较好的隔离度和线性度，还可以在低功耗、 低噪声、更高的频段、更宽的带宽等要求下具有良好的性能 2 5 - 2 8 。 4 1 1g - | b e r t 单元混频器 如图4 1 ，整个电路可以分为三部分，自下而上分别是：r f 跨导输入级， 由q 1 、q 2 、尾电流源组成；本振开关级，由q 3 - q 6 组成；中频负载级，由l 、 r c 2 组成。在射频信号输入级，q 1 、q 2 把加在基极的r f 电压信号转换成电流， 实现由输入电压到电流的转换，为了提高跨导g 矗，q l 、q 2 应该工作在放大区。 在本振信号输入级，q 3 q 6 工作在开关状态，l o 信号通常作为开关控制信号加 在三极管的基极上，通过交替打开、关断三极管来实现信号的频率转换完成混 频功能。 图4 1 g i l b e r t 单元 图中，1 ，l 是射频信号，v 2 是本振信号，当由双端输出时，该电路的总电流 为 i = ( 毛+ ) 一( + 乇) = ( 毛一) + ( 毛一乇) ( 4 1 ) 而恁一) 和( f 5 一乇) 分别是本振开关级的两组输出电流，它们又可以分别表 示成： f 3 一= 埔( 舄 ( 4 2 ) h = 如咖舄 ( 4 3 ) 其中v r ：一k t ，v r 是热电压，g 是电荷量，j | 是波耳兹曼常数，r 是热力学 口 温度。室温下， 约等于2 5 m v 。 扣( f i 吲腩舄 “4 ) 而( f 1 f 2 ) 是差分对管q l 和q 2 的输出电流差值，即 一乏= 2 0 t h ( - 象) ( 4 5 ) 因此总的输出电流为： i = 2 x 0 t h ( 2 畚) 咖喧 “6 ) 因为混频器中，v l ( 射频信号) 为小信号，可以采用近似式： 历o * 畚 “7 ) 1 1 2 ( 本振信号) 为大信号，使q 3 q 6 工作在开关状态，可用开关函数代替。 即 肪( 一s o ) = 昙c o s 哆r 一磊4c 。s 3 吃，+ - 未- n c o s 5 c 0 2 ，一 ( 4 8 ) 所以总输出电流可以简化为： f = 2 厶丽q v l s ( r ) 2 靠h s o ) ( 4 9 ) 其中g 肼= i 。a 玎- ，；，；j q l 和q 2 在静态电流为而时的跨导 将式( 2 2 ) 、( 2 3 ) 、( 4 8 ) 代入式( 4 9 ) ，相乘得： z = 4 万g v c o s q ，( c o s 哆r 一吾c o s 3 哆r + 吾c 5 吐r 一”) t = 三g 。k 【c o s ( q c 0 2 ) + c o s ( c o , + c 如) 】一言【c d s ( 鳓一3 c 0 2 ) + c o s ( c a i + 3 哆) 】+ 万 ， 吾 o a s ( o 一如) + c o 她+ 5 吐) 】一 ( 4 1 0 ) 在式( 4 1 0 ) 中，一阶