（电路与系统专业论文）6位可编程多相同步降压buck控制器.pdf

浙江大学硕士学位论文 摘要 随着微处理器技术的飞速发展，其工作频率不断提高，系统的集成度也越来 越大，而工作电压却在不断降低。为确保系统高效可靠的运行，给c p u 提供可靠 且高质量的电源成为必须，但这并不是一个容易完成的任务。事实上，而整个电脑 系统中最棘手的电源问题就是如何驱动微处理器。处理器的电源要求低压大电流的 输出能力，高精度的调整精度以及高速的瞬态响应能力。目前主流的微处理器的核 心供电已经降至1 v 左右，需求的输出电流高达1 0 0 a ，且输出电流的瞬态响应要 求达到1 0 0 a ，u s 。这些数据在未来的几年内将会变得更加苛刻。 为了解决c p u 的供电问题，人们做了许多相关研究，i n t e i 公司也为其微处理 器产品制定了v r m v r d 系列标准。v r m ( v o l t a g cr e g u l a t o fm o “1 e ) 就是为解决 c p u 供电问题提出的新型d c d c 电源变换器结构。 本文深入研究了各种适用于低压大电流的t m 电路技术并认真研究了i n t e l 的 v r m v r d l 0 系列标准，设计了一款符合i n t e l 最新的t d l o 标准的6 位可编程多 相同步降压控制器，可以为当前主流的微处理器的供电问题提供可靠的解决方案。 本文的创新点在于：提出了完整的6 位可编程多相同步降压控制器的系统架 构，透彻的分析了这种架构v r m 控制器的工作原理和流程。研究并解决了低压大 电流v r m 控制器设计中的若干关键技术难题，包括精确且而无损的输出电流检测 技术，多相输出v r m 各相电流均衡技术，有源阻抗控制技术以满足负载线下调控 制要求，复杂而完备的保护技术等。 在美国国家半导体1 5 m 的b c d 工艺上完成了芯片的各功能单元模块的电路 级设计，并通过电路仿真对各项设计进行了仿真验证。 关键词：v r m ，v r d ，多相控制器，电流均衡，电流检测，有源阻抗控制 3 浙江大学硕士学位论文 a b s t a c t t h er a p i d l yp r o 铲e s so fp r o c e s s o r si n d i c a t et h eh i 曲e ro p e r a t i o n 丘e q u e n c ya i l d1 a r g e r i n t e 蓼a t i o ns c a l ew h i l et h eo p e r a t i o nv o l t a g ei sd e c r e a s i i l g nc o n s i s t e n t l yb e c o m e s ab 蟾 c h a u e n g et os 0 1 v ec o m p l e xp o w e f - d e l i v e r yi s s u e sf o rd e s h o p s ，w o r k s t a t i o n s ，a n ds e e r s 1 i lf a c t ，p o w e r i n gt h em i c r o p r o c e s s o rp r e s e n t st h em o s td i f f i c u np o w e rs o l u t i o ni 1 1t h e w h o l ec o m p u t e rs y s t e m f a s t e rt r a i l s i e n t sa i i di m p m v e do p e r a t i o no v e r t e m p e r a t u r ea r e j u s taf e wo ft h en e wd e s i 铲r e q u i r e m e n t s b u tt h em o s td i f f i c i l l td e s i 印c h a l l e n g es t e m s f i d mt h ef a c tt h a tt h ep r o o e s s o rn e e d sl o wv o l t a g ew i mh i g hc u e n tp o w e rs u p p 】y p r e s e n t l y ，t h ec o r ev 0 1 t a g eo fc p u i sa b o u t1 v ，w h i l et h ec u r r e n ti sa sh i g ha s1 0 0 aa n d t h ec u r r e n tt r a n s i e n ts l e wr a t eh a st or e a c h1 0 0 a u s 1 1 1o r d e rt os o l v et h ep o w e r d e l i v e r yp r o b l e m sf o rc p u ，a1 0 to f j o b sh a v eb e e nd o n e i n t e lp r o p o s e dv r m 厂、，r ds e r i a is t a i l d a r d sf o ri t sp r o c e s s o r s v r m ( v o l t a g er e g l l l a t o r m o d u l e ) i st h en e w l yd e v e l o p e dd c - d cc o n v e m n gt e c h n i q u ef o rp o w e 血gc p u 趟lh n d so fc i r c u “t e c h n i q u e st h a ts u “sf o rl a wv o l t a g eh i 业c u 玎e n tv r ma r ew e l l r e s e a r c h e d ，t o g e t h e rw i t hi t e lv r m ，v r ds e r i a ls t a n d a r d s an o v e l6 b i t ，p r o 伊a i n m a b l e ， m u l t i p h a s es y n c h r o n o u sb u c kc o n t r o l l 盯w h i c hi sc o n s i s t e n t 谢t l lv r d1 0s t a n d 盯dw a s d e v e l o p e d i tc a np r o v i d er e l i a b l ev r m s c h e m et op o w e rt h ep o p u l a rc p u n o w a d a y s t 1 l ei n o v a 矗o o ft h et h e s i si n c l u d e s ：t h ew h 0 1 es t r u c t l l r eo ft h e6 - b i l p f o 掣a m m a b l em u l t i - p h a s es ) ，i l c h r o n o l l sb u c kc o n t r o l l e rw a sd e v e l o p e da n dt h e0 p e r a t j o n t h e o r yw a sa n a i y z e dt h o r o u 曲l y s o m ec r i t i c a l t e c h n i q u e s i i l1 0 、vv o l t a g eh j 曲c i l r r e n t v r mw e r er e s e a r c h e da n ds 0 1 v e d ，i 1 1 c l u d i n gp r e c i s e l o s s i e s so u t p u tc u h e n ts e n s i n g t e c h n i q u e s ，c u r r c n tb a l 粕c i n gi nm u i t i p h a s ev r m ，a c t i v ei m p e d a n c ec o n t r o l t om e e ft h e “d t o o pv o l t a g e1 0 a d l i i l e ”，c o m p l e xp m t e c t i o nm e t h o d sa l l ds oo n a no ft h ef l l n c t i o n a lb u i l d i n gb l o c k sw e r ed e s i g n e dw i t h1 5u mn s cb c d p r o c e s s a n dc i r c u i ts i m u l a t i o nh e l p st ov a l i d a t et h ed e s i g n k e yw o r d s ：v r m ，v r d ，m u l t i _ p h a s ec o n u e r ， c u r r e n ts h a 血舀c u r r e n ts e n s i n a c t i v el m p e d a n c ec o n 仃o l 4 浙江大学硕士学位论文 第一章通用c p u 供电技术研究概述 随着微处理器技术的飞速发展，其工作频率不断提高，系统的集成度也越来 越大，而工作电压却在不断降低。为确保系统高效可靠的运行，如何解决台式机、 工作站和服务器复杂的供电问题成为巨大的挑战，而整个电脑系统中最棘手的电源 问题就是如何驱动微处理器。处理器的电源要求低压大电流的输出能力，高精度的 调整精度以及高速的瞬态响应能力。 1 1 通用c p u 的供电要求 直到最近几年，通用c p u 的供电电源问题才成为一个棘手的问题。早期的 c p u ，从4 0 0 4 直到8 0 5 8 6 并没有对其电源系统有特殊的要求，5 v 的电源电压维持 了相当长的一段时间。之后，为了提高c p u 的性能和速度，其电源电压下降为 3 - 3 v ，并越来越趋向于更低的电源电压。但是，电源电压并非可以无限制的降低。 如果处理器的工作电压太低，由于固有传播延时的减慢，处理器就无法满足最大时 钟速度要求。相反，如果处理器的工作电压太高，可靠性和工作寿命就会呈指数下 降。处理器的工作电压上限常常是难以确定的，但这个参数却是推动高速处理器发 展的重要因素。为提高速度必须采用低工作电压的小特征线宽的集成电路工艺。更 细的特征线宽就意味着更薄的栅极氧化层，0 1 跏m 的栅极氧化层仅仅只相当于1 2 个原子的厚度。当处理器核心逻辑部件的工作电压v c 0 r e 增加时，这些薄氧化物老 化的速度将加快( 如图卜1 所示) 。由图中所示的曲线关系可知：v c o r e 每增加 5 0 m v ，处理器的工作寿命将减少一年。因此，尽管在处理器电源设计中这些电压 规范非常难以实现，但其对处理器却有重要的物理约束作用。 v r m 是针对c p u 供电系统而提出的标准，因此随着c p u 的升级而逐渐变化，早期 的p e n t i u mi i 需要符合v r 1 8 1 标准。遵循这种v r m 标准的主板上的c p u 稳压电路能够 实现1 3 3 5 v 之间的电压输出，调整精度为1 0 0 m v 。c e l e r o n 使用了v r m 8 2 标准。 当时i n t e 】的高端处理器和多处理器系统使用的则是v r m 8 3 标准，电压调整的范围 和精度与v r m 8 1 类似。p e n t i u mi i i 和对应的c e l e r o n 系列的v 蹦标准同步提高到 v r m 8 4 ，电压调整的范围和精度仍然没变。采用o 1 3 微米制造的t u a l a t i n 核心 5 浙江大学硕士学位论文 p e n t i u mi l i 和c e l e r o n 的内部结构发生了变化，所以i n t e 】专门为其制定了v r m 8 5 标准，电压调整范围下降到1 0 5 0 1 8 2 5 v ，调整精度则提高到2 5 m v ，具有更高的 稳定性。p e n t i u m4 上市后，v r m 标准已经提高到9 o ，能够实现1 1 0 1 8 j v 之间的 电压输出，精度同样为2 5 m v 。 在0 o g 微米工艺的p r e s c o t t 核心p 4 处理器和对应的i 8 6 5 芯片组中，最新的 v i c 1 1 0 标准该标准中将识别c p u 电压的编码位数由以前的5 位增加到6 位，从而将c p u 电压调节的精度提高到1 2 5 m v ，电压调整范围也降低到了o 8 3 7 5 1 6 0 0 0 v 之间。 v r m 标准规定了v i d 编码，通过v i d 编码确定c p u 所需要的输出电压，v r m 模块通 过识别v i d 编码调整输出电压。v r m 标准还对c p u 稳压电路的输入电压与电流的大 小，输出电压与电流的大小，不同输出电流下输出电压的波动范围，输出功率与效 率，输出保护和模块测试标准等进行了详细的规定。v r m 标准事实上建立了一种c p u 和功率系统之间的通讯标准接口和协议。 舯眭曲2 舳睢+ 们 芝 墨1 瑚e 棚 譬 1 c o d b 0 1 _ l f m 4 潞出。羽 - p m o e 蒋2 6 矗b 1 嚣吣迎0 艄、 l、 、 攀鼍迅1 4 0 8 4 b 崩b b + 1 31 1 珏盯 8 - 耘 蟊嚣琵嚣是鹳蠡器孽嚣誊 v c o r 图卜1 两种1 3 u m 工艺的处理器平均失效时间( m m 相对于处理器供电电压的关系 一个多v r m 模块的p c 机电源结构如图1 2 所示。为微处理器供电的v r m 模 块将来自“银盒”的不满足微处理器供电要求的母线电压( 通常为1 2 v ，5 v 或 3 3 v ) 转换成符合l l l t e lv r m 系列相应标准的电源。 6 浙江大学硕士学位论文 1 2 v 3 3 v 图1 2 多v r m 模块的p c 电源结构 1 2v l m 9 和v i m l 0 标准 v r m 9 x 是为x e o n 和p e n t i u mi v 处理器制定的电源供电标准，而v r d1 0 1 系列标准是为p e n t i u mi vs o c k e tl g a 7 7 5 处理器制定的比v r m9 更加严格和复杂 的电源标准。 表1 1 和表1 - 2 分剐是i n t e lv r m 9 0 和v r d l 0 1 标准的部分技术摘要，从表 中我们可以看到，当前处理器的工作电压约为1 3 v ，而满载输出电流高达1 2 5 a ， 其电压调整步进仅为1 2 5 m v ，输出电流的转换速率要求高达5 0 u s 孔m b o l p a r a l e t e rv l dm i n i m m h l a x l m u mu n n v o m 、 o u t p m 、- o l t a g en 把a g u f e da t 七h es o l d e rl7 0l6 0 91 7 0 v s l d eo f l h cv r mm a t m gc o 越e “o r j5 01 4 0 8l5 0 ( ( f o r e o u t p mv o l t a 窑em e a 蜘r e da tt h c1 7 01 5 6 017 0v p r o c e s s 口rs e n s ep i n so nt h es o j d 盯s i d e o f t h ed r o c e s s o fs o c k c t l5 0 1 3 3 0l5 0 l - 五“m a x i m 吼n o n - o p e a i n g ( 矗m l f e ) l7 0 2l v v o l t a g el5 0 l7 5 i o m m 栈 a x i m u ms t a t i cv r m c u 玎e n tf o r i7 06 0 a v o u t ls o6 5 d i o u 州t m “o u 单u 重s l e wr a t e 5 0 a + u s 表1 。1 v r m9 标准部分指标 7 浙江大学硕士学位论文 s y m b o l p a r a m e t e rdm i n m a x u i t v m v r mo u t p u tv 0 1 t a g cm e a s u r c d a it h e1 6 0 0 01 4 3 7 01 6 0 0 0 v v r ms o l d e rs i d eo 8 3 7 5o 6 7 4 50 8 3 7 5v 1 0 u t m a x m a 五m u mo u t p u tc u h cn l1 2 5a l m c n e f n l a id c s 螗nc 【l r m l t1 1 5a i d y n a m i cc u r r c n ts t e p 9 5a d i d t o u t p u ts l e wr a t c 1 0 0a u s 表1 - 2 v r m ，v r d l 0 标准部分指标 和v r m 9 o 标准相比，v r d l 0 1 标准有了许多革新的规定： 1 ) 将v i d 码的位数从5 位扩展到了6 位，电压调节精度达到1 2 5 m v 2 ) 最大输出电流达到1 2 5 a 3 ) 提出了负载线下垂的常输出电阻调节方式 4 ) 动态v i d 码 5 ) 更严格的纹波标准，+ 5 m v 6 ) 更加严格的过冲电压限制。 p 【o c e s s o r p i n s ( 0 = l o w ，l = h 追h ) v c c i p r o c e s s o r p i n s ( 0 = l o w 1 = h i 曲) v c c d 4 d 3v i d 2v m lv ) 0 d c )嚣 d 4v i d 3d 2d id o ( v d c ) llll0 f f 蓊 01llll4 7 5 1lll0ll 蓊 ol1lo 5 liiol l1 2 5 嚣 0 110l l l i o0ll j 嚣 0】l00jj s ll o ljl1 7 5 蘩 0 iojllj 7 5 llol0l2 鬻 0lol0i6 llo0ll ，2 2 5 鍪 0lo0ll6 1 j lloo0l1 5 0 蠹 ojoool6 5 lojlj1 2 7 ， 鬻 00】l 】6 7 5 l n il 0 1 3 蒸 0o1l0l7 l0lol1 3 2 s 嚣 0ololi7 二5 l 0 lo 0 l3 5 鬻 0 olo017 5 l0olll3 7 5 鬻 o00ljj7 7 i l001ol4 麓 o0ol0l8 l000ll4 2 5 嚣 00o0 1l8 2 5 lo00o id 5 巍 ooooo18 5 ( a ) v r m 9 规定的5 位v l d 码对应的直流电平 8 浙江大学硕士学位论文 p r o c 髂0 0 rp 细b j i ； p r o c 招8 0 rp i n 3 f o = i o w ，1 = b a m v o u t 凸葛露oo8 v ) 掌；孓亭 ss o 1101o1 2 1 2 5 111oo 2 2 5 0 o1oo11 2 3 7 5 11 1 oo0 1 2 5 0 0 o1 o o 01 2 6 2 5 1101111 2 7 5 0 o1o 1 111 2 8 7 5 1 1011o1 3 d 0 0 o o11o1 3 1 2 s 01o1，3 2 5 0 o1010 113 3 7 5 11 01o01 3 5 0 0 o 1 口1oo1 3 8 2 5 11oo11 1 3 7 5 0 o1 0o1113 8 7 5 11o01014 0 0 0 o10o10 4 1 2 5 11 o oo1 14 2 5 0 o1 o oo 14 3 7 5 1 1 oooo1 4 5 0 0 o100oo1 4 8 2 5 10111114 7 5 0 d0 11111 4 8 7 5 1 o 111015 0 0 0 00111o1 5 1 2 5 10 11011 5 2 5 d oo 11 o1 1 5 3 7 5 1o 1oo1 5 5 0 0 o011o01 5 8 2 5 10 1o 1 11 5 7 5 0 o0 1 o1，5 8 7 5 i o = 1 w 。1 = h ；l h 】 i 。j 10 1o108 0 0 0 、，o u t 器苫 8鸷a昌 f v ) s5s； ； 0o 101oo 8 3 7 5 101oo 1o 8 5 oo 1 oo 10 8 6 2 5 10 1o0oo 8 7 5 0 o o 1o00o8 8 7 5 1o 0111o 0 0 0o 0 1 110 9 1 2 5 10o11o0 9 2 5 0 ooo11o a 9 3 7 5 1o o1o10 ，9 5 0 。 oo 01o1o 9 6 2 5 1001o00 9 7 5 0 ooo10o 0 9 8 7 5 1 o o01，0 0 o0 do11 0 1 2 5 10oo100 2 5 0 0ooo0 0 3 7 5 1 o o0o10 5 0 0 0o oo01 0 6 2 5 100ooo1 0 7 5 0 00oo0o 0 8 7 5 111110 f f o11111o f f 11111o1 1 0 0 0 o1110 11 1 2 5 1111o11 1 2 5 0 o111o11 1 3 7 5 111oo1 5 0 0 01110o1 s 2 5 1110111 1 7 5 0 o11o111 1 8 7 5 1 11o 1o1 2 0 0 0 ( b ) v r d l 0 规定的6 位v i d 码对应的直流电平 表1 3 v i d 码表 现今微处理器的工作时钟频率已经达到3 4 g h z ，未来几年将会达到5 g h z ，甚 至1 0 g h z 。微处理器及数字信号处理器( d s p ) 的不断发展给它的供电系统电压调 节模块( v r m ) 带来了极大的挑战，主要表现在； 1 ) 输出电压不断降低。目前v r m 的输出电压大多在1 3 1 8 v 之间，为了进 一步提高速度，未来的c p u 的供电电压可能会降至l v 以下； 2 ) 输出电流的增大。下一代的c p u 可能会要求v r m 的输出电流高达1 5 0 a ； 3 ) 电流的瞬态变化将达到1 5 0 a u s 。 9 浙江大学硕士学位论文 1 3v r m 变换器拓扑 从本质上讲，v r m 变换器就是一个d c d c 开关变换器。和普通的d c d c 变 换器所不同的是它的苛刻的技术指标因而需要为其选择恰当的变换器拓扑才能达 到v r m v r d l o 标准所规定的各项指标要求。适用于v r m 变换器的拓扑可以分为 非隔离型和隔离型两种，前者发展比较成熟，应用也比较广泛，后者近几年刚起 步，还处于研究阶段。 1 ) 交错式同步多相b u c k 变换器 由表1 1 和表1 2 的内容可见，单个电源变换器模块难以满足t d l o 标准的 各项指标。基于系统的成本、体积、散热以及效率等方面的综合考虑，多模块并联 的t m ( v o l t a g er e g i l l a 矗o nm o d u l e ) 电源结构成为普遍采用的电源解决方案。通 常在总输出电流大于2 5 a 的时候，会考虑采用多相v r m 结构。多相v r m 有许多 优点，包括降低单个f e t 电流、提高散热作用、改善瞬态特性、提高变换器的效 率等。图1 3 所示为交错式同步两相v r m 变换器的构示意图。 图1 3 ，爻错式同步两相v r m 变换器结构 两个相同的b u c k 变换器并联，并且其导通的相位差为1 8 0 0 。这样，每个模块 只需要承受1 2 的总输出电流，并且采用交错导通的方案，可以有效的减小输出电 容上的纹波电流。图1 3 所示的两相交错式同步降压v r m 变换器中电感和输出电 容上的电流波形如图1 4 所示，可以看到输出电容的纹波电流的频率被加倍，而 纹波电流的幅度减小。 1 0 浙江大学硕士学位论文 图1 4 输出电感电流以及输出电容纹坡电流 2 1 隔离式p p f c d t t m 结构 尽管输入输出的变压器隔离在目前的v r m r d 标准中还只是一个可选项， 但是将来的微处理器对电源的更低电压和更太电流输出的要求，使得隔离式t m 拓扑成为解决微处理器电源问题的可能出路之。隔离式v r m 拓扑分为输入级拓 扑和输出级拓扑两个部分。适合做输入级拓扑的结构主要有有源箝位正激( a c f ) ， 对称半桥式( s h b ) ，推挽正激( p p f ) ，移相全桥( p s f b ) 等。根据相关研究的结论，在 输入电压为1 2 v 时，p p f 为最佳选择。而在输入电压为4 8 v 时，s h b 为较优的拓 扑；在输入电压宽范围浮动时，a c f 成为较优选择。 适合做v r m 输出级拓扑的主要结构有正激拓扑( f t ) ，中间抽头拓扑( c t t ) ， 倍流整流拓扑( c d t ) 。根据相关研究，c d t 结构最适合作为v r m 变换器的输出 级。图1 - 5 所示为p p f c d t 的v r m 结构。 图1 5 隔离式p p f c d tv r m 拓扑结构 浙江大学硕士学位论文 推挽正激式( p p 功输入级的功率开关v s l 和v s 2 以不交叠的方式( 可能存在同 时关断的情况) 导通，假定筘位电容c c 足够大，因而其两端电压维持恒定电压 u h ，关断的开关管上承受的电压应力为2 u i l l 。p p f 输入级的优点是： 1 1 由于筘位电容的存在，开关管上不会承受过高的漏感造成的电压应力 2 1 输入电流纹波较小，因而不需要很大的输出滤波器，有利于减小体积，提高 系统的功率密度 倍流整流f c d t l 输出级的开关管v s 3 和v s 4 根据变压器次级绕组l 3 上的电压 方向以互补方式轮流导通，分别向负载供电，该结构的优点是： 1 ) 次级绕组的匝数较少，因而有利于减小体积和变压器损耗 2 、输出纹波电流小，两个滤波电感l 3 和l 4 上电流相加为输出电流，其纹波 有相互抵消的作用 3 、每个输出滤波电感上的平均电流为1 2 输出电流，因而电感的损耗较小 如果采用多模块并联的结构，那么系统的各项性能都会得到改善，但是系统的 复杂度和体积会相应的增加。 3 1 数字式v r m 控制器 数字式v r m 控制器是指相对于基于模拟电路和控制方法的采用数字电路和数 字控制方式的v r m 控制器。相比于模拟控制器，数字控制器的静态电流很低，不 会因模拟器件参数的浮动而使得性能有差异，易于和其他数字系统实现集成和实现 复杂的控制方式，并且可以使用高速工艺。 数字式v r m 控制器的结构框图如图1 6 所示。 a d c 将输出端电压转换称数字信号，与微处理器给出的v i d 电压值一起经过 数字控制算法计算后，得到各相的占空比，再通过数字p w m 模块，将占空比的数 字值转变成控制功率m o s 管的实际p w m 信号。 1 2 浙江大学硕士学位论文 图1 6 数字式v r m 控制器结构原理图 个实际的可实现的数字式v r m 控制器的结构图如图1 7 所示。 v o 萄乍薄 耐f 一粤 蚓篓r ! ；岫连 图1 - 7 数字式v r m 控制器的实现框图 1 3 浙江大学硕士学位论文 第二章6 位可编程多相同步降压控制器系统规划和定义 本章将根据v r m 变换器的工作流程，从系统的角度重点阐述一个符合 v r d l o 标准的6 位可编程多相同步降压控制器的结构设计和指标定义。这样，在 进行了完备的系统结构和功能定义之后，就可以进行功能性单元模块的指标定义， 赋予每个模块明确的i o 和参数特性，就可以进入到晶体管级的单元模块设计。 尽管隔离式v r m 变换器表现出它的某些优异特性，但是隔离式结构需要变压 器，这会使得系统的体积增大，在笔记本电脑这样的系统中，隔离式结构就显得不 合要求。此外，隔离式v r m 结构的技术研究尚不十分成熟，因而我们设计的控制 器是针对非蹶离式v r m 的。 2 1 系统工作流程分析 给微处理器供电是一件相当复杂的工作，不可靠的电源可能会导致p c 机、服 务器或工作站发生非正常的数据丢失、蓝屏或系统死锁等。既要确保电源不会导致 c p u 的损毁，也要确保电源具有足够的鲁棒特性。通常，c p u 的电源由两个部分 构成，一部分是给c p u 核心供电的，需要低压大电流输出，由v r m r d 模块供 给，另一部分是给c p u 非核心部分供电，如给v i d 部分供电的v t t ( 或 v c c v i d ) 。其供电结构如图2 1 ( a ) 所示，c p u 的上电时序如图2 1 ( b ) 。 1 4 浙江大学硕士学位论文 v l l 在j 二r 、一 v t t p w r g d ：厂 v l d 【5 ：0 】 v c c 2 2v l u 垤控制器结构分析和设计 简单的看，v r m 变换器就是一个多模块并联的b u c k 变换器。因此我们所设计 的v r m 控制器的基本结构就是一个双环控制的降压型p w m 控制器。但是与基本 降压型p w m 控制器所不同的是，该控制需要具有以下特点： 1 1 能够读取v i d 码。因而该芯片内部包含一个6 位的d a c ，其映射规则应当 符合表1 3 r b ) 。并且由于t m 变换器的输出电压调整精度很高，该6 位的 d a c 也必须是一个高精度的d a c 。 2 1 有源阻抗控制功能。v r d l 0 标准要求v r m 能够根据负载线调整输出电 压。因此该芯片须能检测总输出电流，并根据总输出电流的大小设置输出电 压的偏移。 3 ) 均流的能力。由于系统的输出电压如此之大，以至于v r m 的发热成为一个 严重的问题。因此芯片须提供检测每一相电流的方法，并采用均流技术，使 各相电流输出大致相等，这样，各相的散热基本均衡。 1 5 浙江大学硕士学位论文 4 ) 动态v i d ( d v i d ) 功能。根据v r d l 0 标准，该控制器应当能够在给微处理 器供电的同时动态的改变输出电压的功能。 5 ) 多相控制功能。能够同时控制2 一，3 一，4 相p w m 输出，并且能够根据相数设 定各相之间的相位差。 6 ) 完备的保护功能。包括软启动，欠压锁定，过流、短路保护，撬棍保护等。 根据以上分析，我们可以得到系统的框图如图2 2 所示。 图2 2 v r m 控制器系统结构框图 1 6 浙江大学硕士学位论文 图2 3 系统应用原理图 简化的系统应用原理图如图2 3 所示，是一个两相的v r m 。将图2 3 进一步 简化，可以得到该控制器的电压控制环路如图2 4 所示。 图2 4 控制器电压控制环路 1 7 表2 1 为系统的引脚定义。 浙江大学硕士学位论文 引脚名功能定义和描述 v i d 0 v i d 5 v i d d a c 输入 f b r t n 输出电比迈瑞裣测的v i dd a c 和误羞放大器基准， 由于输出电流可高达1 0 n a ，p c b 走线上的电压降引 起的电压误差不可忽略，因此设置此引脚与c p u 的 地直接相连 f b 反馈输入，输出电压检测到误差放大器的输入。 c o m p 误差放大器e a 的输出和补偿端 p w r g d “电源正常”信号。高电平有效时表明电源正常 e n 使能输入。高电平有效 d e l a y 软启动延迟和电流限制锁定延迟设置输入端。利用 阻容充电延时设置软启动的斜坡上升时间和过流锁 定延时时间。 r t 定时电阻，设置振荡器和开关频率。 r a m p a d j p w m 斜坡电流输入。外接电阻连接到该引脚和输入 电压之间，设置内部p w m 斜坡信号。 u m i t 过流限制点设置端 c s r e f 电流检测放大器( c s a ) 的同相端，也是电流检测基准 电压输入。 c s s u m 电流检测放大器( c s a ) 的同相端，也是电流检测相加 端。外部电阻从每个开关节点到这个引脚将平均电 感电流相加，获得总的输出电流 c s c o m p 电流检测放大器输出补偿端。从该引脚到c s s u m 的 电阻和电容决定了负载曲线的斜率以及环路的响应 时间。 s w l s w 4 电流均衡输入。该输入用于检测每一相的的电流。 不用的那一相的s w 脚应当悬空。 p v ，m 1 p v ，m 4 p w m 输出。被连接到外部m 0 s f e t 驱动器的输入 表2 1 芯片引脚定义列表 2 2 。1 输出电流检测 输出电流检测用于根据负载线设置输出电压偏移，并用于过流保护。目前常用 的电流检测方法主要有三种： 1 ) 检测电阻检测法。在输出电流通路上串连一个检测电阻，通过检测检测电阻 上的电压降获得输出电流信息。此检测方法的好处是可以通过选择精密检测 电阻获得很高的检测精度。但这个方法在低压大电流v r m 中并不适用，这 1 8 浙江大学硕士学位论文 是因为输出电流很大，因而检测电阻的取值必须很小。尽管如此，检测电阻 上的压降和功耗仍然十分可观，并且检测电阻的体积相当大，这对于提高系 统的效率和减小体积都十分不利。检测电阻检测法是一种有损的检测方法。 2 ) m o s f e t 导通电阻( r d s ( 。) ) 检测法。这种方法实际上就是将功率m o s f e t 的导通电阻作为检测电阻，通过检测r d s f o n 】上的电压降也就是v d s 获得输出 电流信息。这种检测方法是一种无损检测方法，但是由于m o s f e t 的导通 电阻的制造精度无法精确控制，其器件之间的误差常常能达到2 0 ，并且 其值随者温度，栅压以及导通电流的大小还会发生非线性的变化，因此其检 测精度不高。 3 ) 电感直流电阻皿d c ) 检测法。这种方法将电感的导线电阻作为检测元件，通 过检测电感电流获得输出电流信息。这种检测方法的检测精度介于上面两种 方法之间，也是一种无损的检测方法。电感的导线电阻可以通过控制电感的 线径得到较好的控制，尽管导线电阻会随电感温度的上升而增大，我们仍然 可以采用负温度系数的电阻进行补偿，获得足可以接受的精度。尽管电感 r d c 检测法的方案相对复杂，该方法仍然是i l l t e l 推荐的检测方法，也本文 所采用的方法。 r c s 图2 5 输出电流检测 电感r d c 检测法如图2 5 所示，假定为三相v r m 。在稳态时，输出电流为电 感电流之和： 1 9 浙江大学硕士学位论文 1 0 i l t = i u + i l 2 + i l 3( 2 1 ) 我们将电感模型化为理想电感和等效直流电阻的串连，如图2 6 所示。 k 一吒一 i 袈! m ；r 厂m ； 上 l d c r 图2 6 电感模型 那么电感上的电流和电压波形如图2 7 所示。 i l 1 2 i i 夕i 。 p l。 ( 1 - d ) t 。j 、，、 7 ：。 1 1， t 图2 - 7 电感上的电流和电压波形 我们可以计算得： u 2 = l ( 1 2 一1 1 ) d t( 2 2 ) u l = “1 1 - 1 2 ) ( 1 一d ) t( 2 3 ) 因此，一个周期内电感电压的平均值： u a v g = u 2 d t + u 1 ( 1 一d ) t = o( 2 4 ) 可以看到，在一个周期内，理想电感上( d c r 参数提取之后) 平均电压为 o ，因此尽管a ，b ，c 三个节点的电压波形为p w m 脉冲波形，实际的电感上一个周 期内的平均电压为平均电感电流和直流电阻d c r 的积。即a ，b ，c 节点和输出节 点之间的平均电压差分别为i 。l l 】d c r ，1 a v 艮u d c r ，i 。g - l 2 d c r ，图2 5 可以进一 步模型化为图2 8 。 浙江大学硕士学位论文 图2 - 8 电感电流检测模型 电阻r 1 ，r 2 ，r 3 ，r 岱和c s a 搭成一个加法器，c c s 是高频滤波电容，用以衰减 和滤除高频成分，事实上这也是一个一阶有源低通滤波器。c s c o m p 端的输出电 压可表示为： v c s r e f - v c s c o m p = i a ”g _ l 1 d c r r c s r 1 + i a v g _ l 2 d c r r c s 瓜2 + i 。，gl 3 d c r r c s r 1( 2 5 ) = ( i a v g _ u + i a v g - l 2 + i a v g _ l 3 ) d c r r c s r 1( 2 6 ) = i t d c r r d r l( 2 7 ) 上式中，d c r r 西瓜1 就是下调电阻( v r m 的输出电阻r 0 ) 可以看到， c s c o m p 端的输出电压与总输出电流成线性关系。总输出电流的检测精度与d c r 的精度，r c s 和r 1 的精度密切相关。因为r c s 和r 1 的精度比较容易控制，因而控 制电感d c r 的精度成为提高电流检测精度的关键。此外，由于已知铜导线的温度 系数为0 3 9 0 c ，选用一个负温度系数的电阻和r c s 串连，即可抵消电感温升引 起的误差。在芯片的设计中，设计一个低失调高增益的电流检测放大器对于提高电 流检测精度也十分重要。 2 1 2 1 2 有源阻抗控制 i n t e l 的v r m 标准从9 o 之后不再规定工作电压为一个带有+ 的容许误差的 固定值，取而代之的是一种“下调电压( d r o o p ) ”系统。其原理是当工作电流增加 2 1 浙江大学硕士学位论文 时电压就会按特定的比率下降( 图2 9 ) ，因此现在的窗口就同时包含静态电压和瞬 态电压的效应。 0 1 一q 誉- 3 笔 量 - 烹 _ 5 p e 渤r v c 味e 蛔引 1 i ；p 科畔蜥l i 踟 l o 删吣、 、 l 咖s 弦赫n 徂s q 、 l d o h 隋推f 1 翻2 - 9 负载线p 调 “下调电压”的概念是指负载线的倾斜，或指输出电压的变化量除以负载电流 的变化量，即相当于一个电压源和一个输出电阻r 0 的串连，这个阻值即可表示这 种下降变化。放置在电路中的可以是一个真实电阻或是一个由调节器控制回路产生 的有效电阻。这样，当负载电流增大时，等效串联电阻心上的电压降就会增加， 从而使负载上活得的电压“下降”。过去我们认为电源电压的下调是有害的，所以 要求静态电压的调节范围尽可能小。然而，随着目前处理器的高速瞬态负载的产 生，恰当应用下调电压是非常有意义的。 为了进一步了解下调电压的优势，我们在负载瞬态阶跃变化的情况下比较有电 压下调电压的电源和没有电压下调电压的电源的性能。虽然这两种电源有着相同的 瞬态电压变化趋势和负向瞬变过程，但是对于有下调电压的电源，当负载增加时， 输出电压会产生一个负向的3 0 m v 的瞬态电压峰值，同时静态输出电压应当相应的 减小。这就意味着在瞬态变化后静态调节电压将会保持在一个较低的数值而不需要 返回到原值。随后负载电流逐渐减小，这个降低的静态电压将会产生一个正向的 3 0 m v 瞬态电压并最终稳定在瞬态峰值电压附近。所以，负向和正向瞬态漂移不是 直接的相加，相当于总的漂移值低于两者之和( 图2 1 0 ) 。如果优化下调电压使其等 于瞬态电压的峰值，则正向瞬态电压值刚好回到初始电压值v c o r e 。结果表明，总 _ i f g 幕暮 l鼋瓣册脚善量姗删删 j j 1 1 浙江大学硕士学位论文 体瞬态漂移刚好为3 0 1 v ， 日如果没有电压的下调电压，总体瞬态漂移则为 6 0 m v 。 l 口a d s l e d s l a 稚 传g 哪髓b i a n e 图2 1 0 f 调电压改善瞬态特性 为实现负载线下调的控制方案，主要通过创新的误差放大器( e a ) 结构设计来实 现。如图2 1 1 。根据v r d l 0 标准，v i d 设置的电压应当是最大输出电压，因此 在空载时，需要使dd a c 的输出电压负向偏移一个电压，因此误差放大器的 f b 端连接一个电流源i f b 。应用时，f b 端通过一个电阻r b 连接到t m 的输出端 v c c 。 图2 1 1 误差放大器实现负载线下调控制 根据图2 1 1 ，可以得到下式： v c o m p = a v ( d v 岱r 曲+ a v v c s c o m p 一( v c c + i f b r b ) 】 = a “v i d 一( v c s r e f v c s c 0 m p ) 一v c c i f b r b 】 根据式( 2 4 ) ，有： ( 2 - 8 ) ( 2 - 9 ) 浙江大学硕士学位论文