（电路与系统专业论文）混频器性能研究和程控信号源的研制[电路与系统专业优秀论文].pdf

y 6 8 9 2 9 5 摘要 论文主要对混频器的噪声、 线性性能展开了 理论研究、 仿真， 对程控直接数字频率合成 信号源的设计思想、实际制作进行了 总结归纳。 在混频器部分， 首先概要叙述混频器的两种实现方法、 主要的 性能指标以 及双平衡混频 器的设计、 优化流程。 接着对双平衡w,频器的 噪声进行理论分析， 包括低频闪 烁噪声和高频 热噪声。 并根据分析结果提出改善混频器噪声性能的措施。 最后针对双平衡混频器跨导输入 级电 路， 进行线性性能改 进的研究。 推导出负反馈放大电路三阶互调的通式， 进而分析负反 馈对电 路线性性能的具体改善情况，并分析说明一 种线性性能改善的新型混频电路结构 在信号 源部分， 根据信号源的设计指标提出方案， 介绍主要芯片及其功能、 信号源的硬 件实现电 路和单片机实现程序， 最后给出信号源的性能测试和分析结果。 关键词: 双平衡混频器、 闪烁噪声、 高频噪声、 线性度、 三阶互调 接数字频率合成、单片机、正弦信号、普通in 幅、f s x , 、 三阶截点、 相位控制字、 信号源、直 幅度衰减 t h e n o i s e a n d l in e a r it y o f m i x e r w e r e an a l y z e d , the d e s i g n m e t h o d and r e a l i z a t i o n o f t h e p r o g r a m - c o n tr o l l e d d i r e c t d i g i t a l s y n t h e s i s s i g n a l g e n e r a t o r w e r e s u m m a r i z e d . i n t h e s e c t i o n s a b o u t m i x e r , f i r s t , t w o r e a l i z i n g m e t h o d s o f m ix e r , it s m a j o r p e r f o r m anc e p a r a m e t e r s , t h e d e s i g n and o p t i m i z a t i o n fl o w o f t h e d o u b l e b a l anc e d m i x e r w e r e e x p l a i n e d b r i e fl y . s e c o n d， t h e n o i s e o f d o u b l e b a l an c e d m i x e r w a s ana ly z e d , w h i c h i n v o l v e d a n a l y s i s o f l o w f r e q u e n c y fl i c k e r n o i s e and h i g h f r e q u e n c y t h e r m a l n o i s e . t h e i m p r o v e m e n t m e a s u r e o n t h e n o i s e p e r f o r m anc e w a s d e d u c e d . i n t h e e n d , t h e l i n e a r i t y i m p r o v e m e n t o n t h e t r ans c o n d u c t anc e s t a g e o f t h e d o u b l e b a l anc e d m i x e r w a s r e s e a r c h e d . i n o r d e r t o g o t t h e d e t a i l i n f o r m a t i o n o n c i r c u i t s l i n e a r i t y i m p r o v e m e n t b y u s i n g n e g a t i v e f e e d b a c k , i t s g e n e r a l e x p r e s s i o n s o n t h i r d - o r d e r i n t e r m o d u l a t i o n w e r e c o n c l u d e d , a n d a n e w t y p e o f m i x e r c i r c u it w i t h i t s i m p r o v e d l i n e a r i t y w a s ana l y z e d i n t h e s e c t i o n s a b o u t s i g n a l g e n e r a t o r , t h e r e a l i z i n g p r o j e c t w as b r o u g h t f o r w a r d b a s e d o n it s s p e c i f i c a t i o n . t h e m a j o r c h i p a n d i t s f u n c t i o n , t h e r e a l i z in g c i r c u i t s o f t h e s i g n a l g e n e r a t o r and i t s s c m c o n tr o l p r o g r a m s w e r e d e p i c t e d . i n t h e e n d , t h e p e r f o r m anc e t e s t a n d an a l y s i s o f t h e s i g n a l g e n e r a t o r w e r e g i v e n . k e y w o r d : d o u b l e b a lanc e d m i x e r , fl i c k e r n o i s e , h ig h f r e q u e n c y n o i s e , l i n e a r it y , t h i r d - o r d e r i n t e r m o d u l a t i o n , t h i r d i n t e r c e p t p o i n t , s i g n a l g e n e r a t o r , , d i r e c t d ig it a l s y n t h e s i s , s c m, s i n s i g n a l , g e n e r a l a m p l i t u d e m o d u l a t i o n , f s k , p h as e w o r d , a m p l i t u d e a tt e n u a t i o n 第一章 绪论 第一章 绪论 1 . 1前言 近年来， 无线通讯系统发展十分迅速。 射频收发信机作为无线通讯系统的关键模块， 必 须满足低成本、 低功耗和高性能的要求， 才能具备技术和市场竞争力。 提高收发信机的集成 度是 实 现 低 成本 和 低 功 耗的 重 要 途 径。 与g a a s , b ip o la r 以 及b ic m o s 技 术 相比 ， c m o s 是最可行的技术。在收发信机中 ， 数字处理部分通常采用低成本的标准c m o s 工艺，因此， 射频前端电 路使用c m o s工艺， 才能实现单片 集成的收发信机并最终实现单片集成的移动 通信产品。 当前， 体硅c m o s 技术依然遵循摩尔定律向 前发展， 器件的 特征尺寸不断按比 例缩小， 己 经多次成功地挑战了 对c m o s 技术限制的预言。 这不仅使数字集成电 路的时钟频率可以 达到千兆赫兹 ( g h z ) 和系统 单片集成， 而 且使 c m o s技术 在射频集成电 路中 的 应用成为可 能。虽然 c mo s技术具有以上所提到的优势， 但对于一些技术要求更加苛刻的应用，如高 性能、 低噪声和超低功耗收发信机， c m o s 技术仍面临巨 大的 挑战。 与g a a s 技术相比， 在 达到同样的截止 频率时，c m o s 器件的噪声性能有明显的下降。另外.由于体硅c mo s工 艺中一般都采用高 掺杂的 硅衬 底， 通过衬底的能量损失使体硅工艺中 很难形成高品质的无源 器件，并且在高 频下， 通过衬底的串扰十分严重， 使得体硅c m o s t艺很难将射频集成电路 与模拟集成电 路和数字集成电路集成在同一芯片上。 1 . 2射频收发信机的概要介绍 射频收发信机的结构主要有三种类型: 超外差收发信机、 零中频接收机和数字中频接收 机。 超外差收发信机由接收机和发射机两部分组成。 接收机部分完成对射频信号的接收、 滤 波、 放大、混频器下变频，然后将信号传送到基带处理; 发 射机部分将信号上变频到载频， 经过功率放大器放大后由 天线发射出去。 在两级超外差接收机中 ， 射频信号先通过第一级混 频器变到中 频， 然后在中频经过带通滤波、 增益控制等处理后进行下变频。超外差接收机需 要使用很多片外高品质因子的 无源器件， 因此整个接收机的 面积、 功耗和成本都很大。 另外， 超外差接收机还存在镜像频率干扰的问 题。图1 - 1 是典型的超外差射频收发信机结构框图。 图1 - 1 典型的超外差射频收发信机结构 为了克服超外差接收机的缺点， 提出了零中 频接收机结构。 在零中频接收机中， 使用 第一章 绪论 个混频器， 直接将射频信号变换到基带。 因此， 不存在镜像频率信号的干扰问 题。 另外， 在 零中 频接收机中， 省去了 很多片外无源器件， 从而节省了电路的面积和功耗。 但是， 在零中 频接收机中， 存在直流失调的问 题。 泄露到混频器射频输入端的本振信号与本振输入端的信 号进行自 混频， 产生很大的直流偏置信号， 影响接收机后级电路的性能， 并有可能使电路不 能正常工作。图1 - 2 是零中频接收机的结构框图。 图1 - 2零中频接收机结构 数字中频接收机将天线接收到的射频信号直接下变频为较低的中频信号，经模数变换 后， 与两路正交的数字本振信号混频， 经低通滤波器产生两路正交的基带信号。 与零中频接 收机相比， 中频信号的数字处理避免了两路正 交本振信号的失配问题。 图卜 3 是数字中频接 收机的结构框图。 低k.司 二 亡 .丰卜介r 卫x . 竺 一 变频 ，路 ， 一4 i- 1 01i 下变频 l o_ q路 一仁 1三 不下变频 l o- 图1 - 3数字中 频接收机结构 图1 - 4 是收发信机射频前 端的一般电 路结构。 在接收机部分: 由 天线接收到的射频信号 经滤波和低噪声放大器放大后，与锁相环路控制的频率合成器产生的本振信号经混频器混 频， 产生固定的中频信号。中频信号经放大后， 再送到一般的模拟后端进行处理， 或者经模 数转换送到数字后端进行处理。 在发射机部分: 从模拟后端送来的模拟信号， 或者从数字后 端 经 数 模 转 换 得 到 的 模 拟 信 号 ， 和 本 振 信 号 混 频 产 生 射 频 信 号 ， 再 经 过 功 率 放 大 器 放人 通 过天线发射出去。 大器 天线 数字后端 数字后端 图1 碑收发 信机射频前端的电 路结 构 第一章 绪论 低噪声放大器是接收机的 第一个模块， 它将天线接收到的 射频小信号进行放大， 便于后 级电 路的处理。 它的 性能直接影响整个接收机的性能。 低噪声放大器的设计要考虑以一 f 几个 方面: 放大器的噪声要低， 使放大器对整个接收机信噪比的影响最小。 增益必须足够高， 以 减 弱 后级电 路的 噪 声 对 整个 接收 机 的 影 响。 从 天线 接 收 到的 信号 电 压 均方 值 通常 在l ,u v 至 i 0 0 mv范围内 变化， 因此必须要有宽的动态输入范围。 低噪声放大器的前一级是天线或带 通滤波器， 为了 达到功率的最大传输， 要考虑放大器的 输入阻抗匹配问 题。 为了 实现低噪声 还要考虑噪声匹配的问题。 另 外， 要实现放大器的 低功耗设计， 以 延长电 池的使用寿命。 放 大器还要具有稳定性， 避免发生振荡。 在射频收发信机中， 混频器也是关键模块之一， 它实现频率变化的 功能。 混频器的性能 同 样也影响整个收发信机的性能。 例如: 低噪声的混频器可以 减少对低噪声放大器高增益的 要求; 高变频增 益的混频器可以 减小 后级电路的中 频噪声对整个接收机的 影响。 混频器的设 计要综合考虑变频增益、口 间隔离， 镜频抑制、 噪声系 数、 线性度等指标。目 前应用最广泛 的 混频器电 路结构是g i l b e r t 双平衡乘法器。 它能 提供一定的变频增益，并具有很好的口 间 隔离性能。设计这种类型的c m o s 混频器， 通常是在给定增益、噪声和线性度要求下确定 器件的尺寸、直流偏置和混频器的外围电路。 频率合成器通过对一个具有较高频率 稳定、 准确度的参考信号源进行加、 减、 乘、 除四 则运算， 获得频率稳定、 准确度与参考源相同 数量级的一系列频率， 用于产生收发 信机中信 道选择的本振信号。 最常见的是锁相频率 合成器， 它主要的缺点是频率分频比 大， 可编程分 频器的设计复杂， 功耗大， 频率切换时间长。 直接数字频率合成器在一定的时钟信号驱动 f , 按一定的间隔读出 存储器中 存储的数字正弦波形值， 经数模转换器变为 模拟信号， 并由低通 滤波器滤除高频杂散信号。 直接数字频率合成器的 优点是频率分辨率高， 跳频时间短， 但它 的工作频率一般限 制在t 0 0 m h 2 以卜 而且杂散输出 较大。 目 前主要的应用是与锁相频率合 成器组成高分辨率的混合环型射频频率合成器。 功率放大器是收发信机中主要的 大功耗模块。 在发射机中 ， 功率放大器的 任务是放大射 频信号并将它发射出去， 保证这一信号能 够被正确 地接收， 不会被邻近信道的信号破坏。 为 了 提高效率， 一般采用非线性功率 放大器。 但是非线性功率放大器仅适用于恒包络调制方案。 为了 提高频谱利用率， 通常采用多电 平调 制方案， 这就要求对非线性功率放大器进行非线性 补偿。 c m o s 工艺自 身的一些特性是实现c m o s 集成功率放大器的主要障碍。随着c n i o s _ 艺的发展， 器件尺寸越来越小，能够工作在射频频段， 但同时 栅氧层也越来越薄，使得输 出电 压摆幅受限。另一方面， c m o s器件的电流驱动能力低， 只有采用大尺寸器件才能实 现较大的驱动电 流。 而大尺寸器件不仅使得前级的电 容负 载较重， 而且使得功率放大器匹配 网络中的电感值较大， 难以 集成。 所以c m o s 功率放大器的电 压、 电 流驱动能力都比 较小。 另 外， 由于功率放大器输出 大电 压或大电流摆幅的 信号， 在实现单片集成时必 然通过衬底祸 合，影响其它电路模块的工作。 要实现射频收发信机的c m o s单片集成，首先要完成各个功能模块的性能 优化工作。 只有在这些模块的性能得到更大改善的前提下 ， 才能进一步构造性能 完全可以同 传统的分立 器件相媲美的全集成射频前端芯片。 我的课题是对混频器和直接数字频率合成器两个方面的研究。在混频器方面，针对 c m o s g i l b e r t 双平衡混频器的噪声和线性性能作了 一定的理论 分析 研究和仿真，推导出负 反馈放大电 路三阶互调的通式. 分析对电路线性性能的具体改善情况; 在直接数字频率合成 器方面， 采用单片机控制直接数字频率合成芯片， 研制了一个可以 实现连续正弦、 a m调制、 f s k 调制输出， 频率范围为1 h u - i 0 m h z , 步进频率为l h z 并具 有数 字频率显示的程控信号源。 第艺章 棍频器概述 第二章 混频器概述 在无线通信射频收发系统中， 混频器是重要模块之一。 它对输入信号 进行频率变化， 实 现的是一个乘法器的功能。功能框图如图2 - 1 所示。 v t ( t x ) 一一， . w 了les山. , z ( 图2 - 1混频器框图 若 , (o , v 2 (t ) 都 是 正 弦 信 号 ， v , (t ) = v , s ill w , i ， v 2 (t ) = v z s in to , t ， 则 混 频 器 的 输 出信号为: v o ( t ) = 1r 0 x v z (t = 兮c o s(w , v v 2 一 0 2 / 一 。 s ( - , + w , ) 1. 输出信号中 含有两个频率分量: 上变频分量和下 变频分量。 根据不同的需要， 将其中的 一个频率分量保留， 而滤除另外一个频率分量。 因此， 有上变频混频器和v 变频混频器之分。 例如: 在射频接收系统中，下 变频混频器将低4声放大器放大的射频信号与本振信号柞月 i , 使信号频率变化到中频段，便于 对信号的接收处理。 2 . 1混频器的实现方法 有二种实现射频信号和本振信号混频的方法: 利用器件的非线性传输特性; 以本振信号 频率为周期，对射频信号进行开关作用。 2 . 1 . 1混频器的非线性器件实现方法 任何二极管或晶体管， 在足够高的 信号电 平情况下， 它的传输特性都表现为一定的非线 性。 输入输出之间的非线性关系可以由多 项式表示为: v ,. (t ) = r o + a 1气 (t ) + _ 2 v rn 2 ( t ) + a s . 3 (t ) + 。 t 2 . 1 . 1 ) 图2 - 2混频器的非线性器件实现电 路 混 频 器 的 非 线 性 器 件 实 现 电 路 如 图 2 - 2 所 示 。 输 入 信 号 v , (t ) = v tu ( t ) + v r o (t ) ， 为 射 频 输 入 第二章 混频器概述 信号和本振信号之和。 式 ( 2 . 2 . 功 中的二次方项产生混频所需的和频和差频信号。 另外， 在 输出信号中还含有直 流分量、 射频信号和本振信号的基波、 各次谐波分量以 及它们的和频和 差频分量。 由 于场效应管输入输出 之间的二次平方关系， 与二极管和双极晶体管相比， 场效 应管混频器产生的各种寄生杂散频率分量要少很多。 因此， 常选用具有平方律特性的 场效应 晶体管作为实现混频器的器件。 夸 2 . 1 . 2混频器的开关实现方法 混频器的开关实现电路如图2 - 3 所示。 ，力八口r v/j 图2 - 3混频器的开关实现电 路 开关功能可以由 本振信号控制的场效应管实现。电 路如图2 一 4 所示。 vi.o (l v ,u . ( t ) 一 止v o ( t ) 图2 - 4场效应管实现电路 由 本振信号控制晶体管的导 通和截止。 当 管子导通时， 在源极有 信号输出: 当管子截止 时 ， 源 极 无 信 号 输 出 。 如 果 本 振 信 号 是 占 空 比 为5 0 % 的 方 波 ， 则 本 振 开 关 函 数 t ( t ) 可 由 傅 立叶序列表示为: 功) 1 2 = 一 十 . ，、s i n ( 3 r o,t ) s i n ( 5 m . t ) 1 七 sm tw u atl + 一 飞 十 一 1 5 1 + ., 1卫ijsej 若 射 频 输 入 信 号 、 i. ( t ) = 嵘e a s ( t ) , t )则 混 频 电 路 的 输 出 信 号 为 : v a (t) = v ,(t). t (t) = 粤c o s(w , t) + 粤1co s(co , t)sin (w ,o t)+ 7 4 l c o s 佃。 二 ， ) s i n 自 。 ， 飞 、月钊户、1. 玉 少j 一十 3 。 输出信号中除了 混频所需的和 频及差频信号外， 还含有射频基波信号分量， 本振奇次谐波 与射频基波的 和频和差频分最。 另外， 一般情况卜 射频输入信号中 含有直流偏置电 压， 所以 在输出信号中含有本振信号。 第二章 混频器概述 ，配.二 。二 ， 、口 ， 、 、 v r f r - _ i _二 _ _u ，灯。 ，* ，、二 .、。 混 频 所 需 的 和 频 及 差 频 信 号 分 量 为 : 寸卜 in 嘛土 w , 月 混 频 器 的 变 频 电 压 增 益 是 r， 小 于 ， 。 这 种 混 频 器 称 为 无 源 混 频 器 ， 事 实 上 它 不 提 供 增 益 ， 而 是 引 入 一 定 的 损 耘 但它具有很好的线性性能和信号处理速度， 应用于微波和基站电 路。 对 于 有 源 混 频 器 ， 它 提 供 一 定 的 变 频 增 益 ， 这 有 助 于 减 轻 对 浪 频 器 前 级电 路的 增 益 需 求， 并且削弱后级电 路对整个系统的噪声性能影响， 广泛应用于射频系统中。 如图2 - 5 所示的单 平衡结构混频电路就是有源混频器。 定 r ,. 十 1 .1 一 .e 阮 m , m , l o v j- 一， 一 一 一 一 - v o n r l 与 、 图2 一 5单平衡混频电路 射 频 信 号 经 过 跨 导 输 入 级 转 化 为 晶 体 管m， 的 漏 极 电 流 ， 由 本 振 信 号 控 制 晶 体 管m, 、 m, 交 替 地导 通与 截 止 ， 得 到 中 频 信号 输 出 。 在 本 振 信 号 的 正 负 半 周， 晶 体 管m, , m: 交 替地导通与截止，因此本振开关函数为: ，lesesesj _ ， 、 4 . 7 k t ) 二 一 s i n 汀 l(- u ,t)+ 蚤 sin (3u)l t) + 会 sin (5col,ot)二 输出信号为: v (t ) = g , ,v j t ) - t ( t ) - r , les胜11 一 g ,v ,u .r , c o s 。 二 ， 、 4x - sin (- , t)+ 奋 sin (3, , t)+ 5 sin (5 . l t) + 混频所需的中频输出分量是2 g . 珠 r , 尤 s in (to r f + o r a一 s in (. . 一 。 w 川 变 频 增 益 为 2 g . 凡 输出 信号中 不含有射频信号， 但如果射频输入信号中 含有直流偏置电 压， 则电路输出中 仍含有本振信号。 为了 同时抑制输出信号中的 射频信号和本振信号， 可以 采用有源双平衡结 构的混频电路，也即g i l b e i t 混频电路。电路结构如图2 - 6 所示 第二章 混频器概述 r l v d d r , v c a l t l i- - v r o 1 t , v r 价 编 !由土一- 图2 - 6双平 衡混频电 路 与图2 - 5 单平衡混频电 路结构相比， 双平衡混频电 路在射频输入级处使用了差分结构， 使由 射频输入信号中的 直流偏置电 压引入到输出端的本振信号被抵消， 因而在电路输出中不 含有本振信号。 以 上单、 双平衡混频电路结构对射频信号和本振信号的抑制是一种理想的情况。 实际 卜 由于电 路结构的不完全对称， 器件不作特性的不匹配等因素， 在输出 端仍有射频及本振信号 分量。 双平衡混频器能提供很好的射频与中频口， 本振与中 频口 之间的隔离特性。 另外，由 于 它的全差分结构特点， 任何射频端和本振端的高频共模信号分量， 在中频输出 端都会被差分 相减而抵消。 另一方面， 现代c m o s 工艺技术成熟、 价格低廉，且能提供很好的高频性能及 高集成度。因此，c m o s 双平衡混频器在无线通信射频收发系统中得到了广泛的应用。 如图2 - 6 所示， 它主要由 三部分组成: 射频跨导输入级， 本振开关控制级和中频负载输 出级。 射频输入电 压经射频跨导级转化为电 流， 本振信号 控制并关器件的导通和截止，实 现 开关功能 控制射频电 流的流通路径， 在输出口 得到中频电 压输出。 混频器的性能由 这三部分 电路决定. 夸 2 . 2混频器的性能指标 混频器的性能指标主要包括以下几个方面: 镜频抑制、 变频增益、口间隔离、i d b增益 压缩、互调失真和噪声系数。 2 . 2 . 1混频器的镜频抑制性能 对于一般的 混频器， 镜像频率信号是主要的千扰源。 经混频后， 落入中 频带的 镜像信号 会对有用信号产生干扰，另外， 还会把镜像频带内 的噪声引入到中 频带，降低输出 性噪比， 影响混频器的噪声性能。 混频器的镜频抑制性能用镜频抑制比 来衡量， 镜频抑制比定义为: 中 频带宽内的有用信号功率分量与镜像信号功率分量之比。 第二章 混频器概述 通常，在混频器前端加一个带通滤波器来抑制镜频信号，如图2 - 7 所示。 图2 - 7加带通滤波器的镜频抑制接收 机部分结构 为了有效地滤除镜频信号， 对中 频信号频率值的 选取有一定的 要求: 镜频信号和射频信 号频率值不能太靠近。 抑制镜频的另一个方法是使用具有抑制镜频功能的混频器结构。 这种混频电路结构通常 需 要用两个混频器以 及一些 移相网 络来实 现。 基本 的电 路结构有 两种: h a rt le y 结 构和w e a v e r 结构，如图2 - 8 ( a ) , ( b )所示。 r f- ( a ) 斗 工 f ( b ) 图2 - 8 ( a ) h a r t le y 镜频抑制混 频结 构、 ( b ) w e a v e r 镜频 抑制m频结 构 好的 镜频抑制性能 取决 于两 路本振信号 的 完全 正交、 低通 滤波 器具有较高的q值以 及 精确的9 0 度移相网络。 2 . 2 . 2变频增益和口间隔离 变频增益定义为所需中 频输出 与射频输入的比 值， 中 频信号电 压均方值与射频信号电 压 均方值之比 为电 压变频增益; 负载获得的中 频功率与有效射频功率之比 为功率变频增益。 如 果混频器的输入阻抗和负载阻抗都与源阻抗相同，当变频增益用d b表示时， 电压变频增益 和功率变频增益是相等的。 变频增益大于1 的混频器称为有源混频器， 它可以由 双极晶体管 或场效应晶 体管构成。 变频增益小于1 的混频器成为无源混频器， 它一般由二极管或场效应 晶体管构成. 在某些特定的混频器应用中， 例如在直接变频混频器中， 泄露到射频口的本振信号与本 振口的 信号混频产生的 直流分量， 会严重影响混 频器后级电 路的 性能。 同样地， 泄露到中 频 第二章 混频器概述 口 的本振信号、 泄露到射频口 和本振口 的中 频信号以 及泄露到本振口 和中频口 的 射频信号， 都会对相应的电 路以 及混频器的性能产生影响。 所以， 混频器各口 之间的相互隔离是一个很 重要的问题 。 2 . 2 . 3 l d b 增益压缩和互调失真 由于射频输入信号路径上的非线性， 随着输入信号的增大， 变频增益将会下降。 若用一 个包含一次项和三次项的简单多项式来表示这种非线性传输特性: v a (t ) 一 a cv ， 一 a 3 v , 3 ( 2 .2 .1 ) 把 v rn = 喻s i n ( o ) , t ) 代 入 式( 2 .2 .1 ) ， 可 得 : 3 a 3 喻， 4 一 xr0 + 4 一 sin(3c), t) (2: 一 ) - a 喻 一- (t) 从式 ( 2 .2 .2 ) 的 第一项可知: 随 着输入 信号 幅 度的 增大， 输出 信号的 基 波分 量幅 度减小 变 频增益也随之 卜 降。小信号变频增益卜 降 1 d b时 所对应的 输入信号功率值或峰值电 压定义 为1 d b 增 益压 缩点， 分 别 用月 d b 或丫 d h 表 示， 是 一 个 衡 量 混 频 器大 信号 性能 的 指 标。 上式中的第二项表示由 信号路径非线性引 起的 二阶谐波失真， 谐波失真可以 用滤波器滤 除，而由多个输入信号引起的互调失真则比较难处理。 当 混频器的 射频输入端有两个或更多个输入信号时， 会产生互调失真。 互调失真也是衡 量混频器大信号性能的一个指标。 由于射频到中频传输路径上的非线性， 多个输入信号间会 产 生 互 调 分 量。 其 中 ， 三 阶 互 调 失 真 对 混 频 器 性 能 的 影 响 最 大 。 假 如 有 两 个 频 率 为o j l 和co z 的 射频 输入 信号 ， 则由 非 线 性 产 生 频 率 为2 o ) , 一 c0 2 和2 叭一 叭的 三 阶 互 调 分 量。 如 果两个 输入信号频率很相近， 那么这两个互调分量的 频率接近输入信号频率。 它们与本振信号作用 后产生的信号分量落入中频带内，引 起三阶互调失真。 经常用二阶截点来衡量电路的互调失真程度。 三阶截点定义为信号的基波输出功率与三 阶互 调 分 量 输出 功 率 相 等的 点， 该点 对 应的 输 入 信 号 功 率 定 义为 输 入 三 阶 截点i i p 3 ， 对应的 输出 信号 功率 定 义为 输出 三 阶 截点o i p。 三阶 截点 值 越 大， 混 频 器的 大 信 号 性 能 越好 夸 2 . 2 . 4噪声系数 噪声系数定义为混频器射频输入端的 信噪比与中频输出 端的 信噪比 之比: 通常情况下， 有用信息只存在于 射频信号中， 而噪声同时存在于射频信号和镜频信号中， 此 时测得的噪声系数称为单边带噪声系数; 当射频和镜频信号中都包含有用信息时测得的噪声 系数称为双边带噪声系数。同 一电 路系统的单 边带噪声系数通常比 双边带噪声系数大3 d b . 第二章 混频器概迷 2 . 3双平衡g i l b e r t 混频器的设计和优化 在射频前端的混频器结构中， c m o s g i l b e r t 单元电路是最常用的电路结构。图 2 - 9 是 g i l b e r t 混频器的设计和性能优化流程。 厂-一一 确定尾电流和 最小电压摆幅 确定跨导级场效应 管尺寸和直流偏置 确定开关级场效应 管尺寸、直流偏置 和本振信号幅度 确定有源负载尺寸 和 直流偏置 轰 数、变频 截点和三阶截点是 _ 否满足要求 /产 / f a i - r,9 fl , - 匕a 否一 l 图2 - 9 g i l b e r t 混频器的设计和性能优化流程 首先关注两个参数: 尾电流和最小电压摆幅。 尾电 流的大小直接决定混频器的变频增益， 且在低于最小电 压摆幅时， 尾电 流是极不稳定的。 如果有某种因素导致尾电 流的大幅度变化， 混频器的其它一些参数都会偏离原先设计的 值。 因 而使得设 计复杂化。 所以 尾电 流的大小在 设计之初就要先确定。 根据确定好的 尾电 流大小和最小电 l ti 摆幅， 确定跨导级场效应管的尺寸和直流偏置。 这 一步的目 的是为了 保证场效应管工作在饱和区， 使场效应管的漏极电 压具有一定的变化范 围。 混频器的噪声系数、 变频增益和线性度都与跨导输入级电 路参数有关， 在确定管子尺寸 和直流偏置时， 首先考虑变频增益和线性度， 再通过参数的进一步修正， 满足电路的噪声性 第二章 混频器概述 能要求。 跨导级漏极电压的变化范围由 本振控制级开关行为 对电 路的影响决定。 在给定尾电流值 的 情况下， 若本振开关场效应管的宽长比 值较大， 则开关对管子的 栅源电 压就比 较小。 而小 的 栅源电压只需要幅度值比较小的本振信号， 就能使本振开关有很好的开关特性， 同时也降 低了 本振级电 路的功率消耗。 若开关特性不理想， 也即不能 完全导 通或截止， 会减小混频器 的 变频增益， 并在电 路输出端引 入更多的噪声。 开关对场效应管也要工 作在饱和区， 且它们 的漏极电压变化范围要大于跨导级的，以 保证中频输出信号有较大的变化范围而不失真。 接着确定有源负载的偏置电压和管子的尺寸， 同样要使管子工作在饱和区， 并能为中频 信号提供一定的变化范围。 射频口 和中 频口的匹配网络可以 根据最大功率传输来确定。如果噪声性能不能得到满 足，则射频端可以以 获得最优的噪声系数为依据进行匹 配。 确定好以 上各种混频电路参数之后， 就可以 得到 变频增益、 噪声 系数和二阶及三阶互调 指标。 如果它们中的任意一个不能满足混频器的设计要求， 以 上设计过程就要重新进行， 尾 电 流和场效应管的尺寸就要重新调整、确定。 上面这些步骤就构成了g i l b e rt混频电 路的设计和性能 优化流程。另外， 对于一个功能 完整的混频电路， 它的偏置网络和共模反馈等外围电路也是需要考虑的。 但这些电路对混频 器的性能影响不是很大。 由此可见， 在射频电路的设计过程中， 需要同时考虑各个性能 参数之间的折中问 题。 这 些参数主要包括: 频率、 供电电 压、 功率、 增益、 噪声和线性度。 这六个参数中的任意两个 从某种程度上来说，都是相互影响的。 第三章 混频器的嗓声分析 第三章 混频器的噪声分析 在通信系统中， 混频器是一个重要的 噪声源。 对于图2 - 6 所示的 双平衡混频器， 它由 射 频跨导输入级， 本振开关控制级和中 频负载输出级组成， 噪声存在于这些功能模块的所有晶 体管之中。 另外， 它的 乘法混频功能 将输入端的噪声引 入到输出 端。 3 . 1混频器中的低频噪声 在零或低中 频接收机中， 混频器的 低频噪声、 也称为闪烁噪声或l / f 噪声使混频器的 信 噪比降低， 影响整个接收机的灵敏度。 对于闪烁噪声的产生机理，没有统一定论。 在 c m o s 器件中产生闪烁噪声的一 种解释 是: 闪 烁噪声是由 栅氧化层接触面和硅衬底间的一种现象引起的。 当多硅晶碰到栅氧化层接 触面时， 它们之间会有悬空带出现， 产生额外的能态。 当载流子在它们之间 移动时， 有些载 流子会被这些能态捕捉住， 之后又被释放， 在漏电流中产生噪声， 称为闪 烁噪声。 闪烁噪声 的平均功率取决于栅氧化层的“ 纯净程度” ， 它的 值随c m o s 技术的 不同 而不同。 若把它等 效为与场效应管栅极串联的一个电压源， 那么它的均方值为: _: k 1 y” 二x一 c o r o i l i ( 3 . 1 . 1 ) k 是一个取决于工艺的常数。 等效噪声电 压均方值反比 于频率， 与 温度和偏置电 流的大小 无关， 这个公式只是一个估算式， 在实际中要更复杂一些。 从上式中可知， 增大器件的尺寸 可以减小闪烁噪声， 因此在低噪声应用中 使用大尺寸的器件。 另外， p m o s 器件的闪烁噪声 比n m o s 器件的小。 因为前者的空穴是在远离栅氧化层接触面的 地方移动的， 即所谓的“ 理 沟特性， 。零中频方案受低频噪声的影响较大。 3 . 1 . 1本振开关对的闪烁噪声 以单平衡混频电路为研究对象，电路如图3 . 1 所示。 编 r l 十 口乙 夕 7 !土一一 厂 归 c p 图3 - 1单平衡混频电路 将 本 振开 关 对 场 效 应 管 的 闪 烁 噪 声 等 效 为 开 关m, 栅 极 输 入电 压v， 射 频 跨 导 输 入级 用 第三章 混频器的噪声分析 一个尾电流源1 代替。 若 没 有 噪 声的 影 响 】 在 本 振 控 制 电 压 的 正 半 周 期 ， 场 效 应 管m， 导 通， mz 截 止 ， 射 频 电流i 流向混频电 路的 左支路; 在本振控制电 压的负半周期， 射频电 流i 流向混频电路的 右 支 路。 因 此 混 频电 路 的 输出 是 频 率 等于 本 振 频 率w l 。 的 方 波， 且 不 含 直 流 黛e 这 种 本振 直 通 现 象 是 单 平 衡 混 频电 路 的 一 个 特 性。 若 考 虑 闪 烁 噪 声 的 影 响 ， 则 等 效 噪 声电 压气使 开 关 ， ._ .、_ 、_v 控 制 电 压 的 零 值 点 提 前 或 延 后c a t = -， 其 中 s 是 本 振 控 制 电 压 波 形 在 零 值 点 处 的 斜 率 。 它 s- - 一 - - - - 一 一 一 “- 一 一 一 使开关的导通和截止动作提前或延后进行。 这相当 于在混频电 路输出端， 除了本振直通电流 外， 还叠加了一串随机脉冲电流。这个过程如图3 - 2 ( a ) , ( b )所示。 ( a ) 劝绷* m 份目肠肋r 伪 枷 峨 t.，弓砚由朴飞，.，二 ( b ) 图3 - 2随机噪声电 流的产生过程 这串随机噪声脉冲的宽度是 t . 幅度是2 1 ， 期内，这串随机噪声电 流的平均值是: 频 率 是 两 倍 的 本 振 频 率2 r o a o 。 在 一 个 周 几 = 2 1 xa t 2 = - x 4 1 上- sxt ( 3 . 1 . 2 ) 犷一2 其中的t是本振信号周期。 由 此可见， 开关对 栅极低频等效噪声电 压不经频率变化就出现在 输出端， 对下变频到零中频的 射频信号造成干扰。 双平衡混频电 路开关对的闪 烁噪声对输出信号的影响与单 平衡电路的情况是一样的 不同的是: 双平衡混频电 路的输出信号中不含本振直通信号， 所 频器四个开关的闪烁噪声。 对于理想开关作用的双平衡混频电路 而且等效噪声电 压代表的是混 、 、 、 _ .。 ，2 匕 阴 义 酬 增 益 足 1t s . 是射频输入场效应 管的跨导。若在混频输出中只考虑开关对闪烁噪声的影响， 则输出 端的信噪比: 第三章 混频器的噪声分析 s n r , 汀 ， 二v s x t - g m 气 2 且短沟道场效应管的跨 导 g m = 瓜 一 v th ， 则 输 出 信 02 it : s n r , = 2 a ( v . , 一 v , ) ( 3 . 1 . 4 ) 珠-vn 从式 ( 3 . 1 . 3 ) . ( 3 . 1 . 4 ) 中可以 得到几个提高输出 信噪比的方法: 增大本振波形在零值点 处的 斜率与它的周期乘积s x t ( 对于正弦波形的 本振信号， 相当于增大它的幅度值a) ; 增 大 开 关 对 场 效 应 管的 栅 面 积w l 以 减 小 等 效 闪 烁 噪 声电 压v; 降 低 射 频 输 入 跨 导 级 场 效 应 管的 过 驱电 压v g s 。 但增大 开 关 对 管 子 栅极 面 积或降 低管 子 过 驱电 压会 减小混 频器的 带 宽。 如果本振波形是一个理想方波， 它在零值点处的 斜率s 趋向于 无穷大。 那么从上面的分 析中可知: 混频器输出 噪声电 流趋向于零。 然而， 随着本振信号波形s的增加， 混频器输出 端还是会受到开关对闪烁噪声的影响 将 幅 值 在 高 低电 平v和v l 间 交 替 变 换 的 方 波 作 为 图3 - 1 所 示 混 频电 路的 本 振 控 制 信 号。 在 本 振 信 号 正 半 周， 开 关m， 导 通、 mz 截 止 ， 所以 在 开 关m、 栅 极， 电 压玲和 等 效 噪 声电 压v串 联， 此时 混 频 器的 等 效电 路 如 图3 - 3 。 ) 所 示。 在 本 振 信号 负 半 周， 开 关m; 截 止 、mz 导 通， 开 关mz 的 栅 极电 压 是蛛， 此时 混 频 器 的 等 效电 路 如 图3 - 3 ( b ) 所 示。 mz 砚i 陌比工净土一 c， 饰 丁土一. v . r洲叮 m, v 、 i 个|土一. p c 玲 丁上一. 图3 - 3 ( a )正半周期等效电路 ( b ) 负半周期等效电 路 将图3 - 3 所示的两个等效电路合成一个电路， 如图3 - 4 所示。 此时的等效噪声电压是一 个以 本 振 信 号 周 期 为 周 期 的 方 波 信 号 。 若 把 等 效 噪 声电 压 作 为 电 路 的 输 入电 压、 v作为 电 路的 直 流 偏 置、 尾电 压v s 作 为 输 出 ， 则 图3 -4 为 一 射 极 跟 随 电 路 。 因 为v要 比 v h 小 很多， 且射极跟随电路对于大信号来说线性度要好一些， 所以可以 用电路的线性模型来求解尾电 压 : 。 假 设 电 路 的 “ 4 ) s m, ， 则 电 ” 充 放 电 的 时 间 常 数 ” 呱， ， 这 个 值 通 ” 要 “ d , t 本 振 周 期t 。 所以 在 本 振 信 号 正 半 周 期， 尾电 压v s 迅 速 充电 至v: 在 负 半 周 期 又 迅 速 放电 至 零 ， 波 形 如 图3 - 5 ( a ) 所 示 。 电 容 c 尸 的 电 流 i s ， 波 形 如 图3 - 5 ( b ) 所 示 ， 频 率 等 于 本振 信 号 频 率， 没有 直 流 分 量。 对于 图3 - 1 所 示的 混 频电 路， 当 开 关m， 导 通 时的 差 分 输出电 流 是 i c p :当 开 关m2 导通时的 差分 输出 电 流一 i l y ， 波 形如图3 - 5( 。 ) 所 示。 第三章 混频器的噪声分析 凡i 卜 丁 v h 一下土一. p c 土工一 图3 - 4混频器等效电路 个 1 .e _c ., / ， _ _1不 = /甲i 气_/9 . t 又 己1 1 1 少 ( c 图3 - 5 ( a )尾电容电压、( b ) 尾电 容电流、( 。 )输出噪声电流 输出电 流频率是本振信号频率的 两倍， 且有直流分量。 因此， 在混频器的输出中 有基带 闪烁噪声。输出噪声电流在一个周期内的平均值是: 礼=i , , ( t ) d t = 景 p 呵 d vs(t+ ( 3 . 1 . 5) 宁户玉 勺-t 其中的t为本振信号周期。所以输出噪声电流: ip， 一 刹vs( 2 )一 : 呼