（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的有源电力滤波器装置的实现.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文基于d s p 的有源电力滤波器装置的实 现，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作和取得 的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人 已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学位或 证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了 明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：应3l ! 鎏： 日期 j ，t s 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅：学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文：同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播学 位论文的全部或部分内容。 r 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：膻l ! 篮二 日期：堕：! ： 导师签名歪垫叁 曰期：迎： 华此电力人学硕十学位论文 1 1 课题的背景 第一章引言 理想电力系统电压应该是固定频率以及规定的电压幅值，而谐波电压和谐波电 流的存在，造成了电网环境的污染对系统用电设备和系统外部设备造成影响。早 在上世纪2 0 年代就引起了人们的关注，7 0 年代以来，电力电子变流技术的发展和 应用，谐波的危害也r 益严重，同时许多国家和国际学术组织都制订了限制电力系 统谐波和用电设备谐波的标准和规定，如国际电工委员会制订的i e c 一1 0 0 0 32 、 i e c 一1 0 0 0 3 6 标准，我国国家技术监督局也于1 9 9 3 年颁布了公用电网电力谐波的 国家标准。谐波的危害主要有以下几个方面：”一” ( 1 ) 谐波使公用电网用电设备产生附加谐波损耗，降低了系统发电、输电、配电、 用电设备的效率。 ( 2 ) 谐波影响用电设备的正常工作。引起电机产生附加损耗、机械振动、噪声、 过电压，使变压器局部过热，使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命 减短，影响电视机和换流设备的正常工作。 ( 3 ) 谐波会引起系统局部的并联和串联谐振，从而造成谐波放大，加剧谐波影响。 ( 4 ) 谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，影响电气测量仪表的f 确计量和 部分传感器的f 常工作。 ( 5 ) 谐波会对附近的通信系统产生干扰。 电力电子技术的广泛应用，极大的提高了电能的利用效率。然而电力电子技术 带来方便、高效的巨大利益的同时，它的非线性、冲击性和不平衡用电特性，也给 公用电网的供电质量造成严重污染，对公用电网注入大量的谐波和无功功率。另一 方面，随着以计算机为代表的大量敏感设备的普及应用，人们对公用电网的供电质 量要求越来越高，对电网中的谐波含量及用电设备的功率因数提出了更严格的要 求。 目前解决谐波问题方法的有主动式和从动式。主动式即对电力电子装景本身进 行改造，使其不产生谐波且功率因数为l ，如采用全控器件的p w m 整流器、功率因 数校一p f c 、多重化技术等，这是电力电子技术未来发展的方向，但只适合于作为 主要谐波源的电力电子装置；从动式即装设滤波补偿装置，这种方法适用于各种谐 波源，既可分散补偿也可集中补偿。 传统的谐波抑制和无功补偿方法是无源滤波技术，即使用由电力电容器等无源 华北电力人学硕十学位论文 器件构成无源滤波器，该无源滤波器与需补偿的非线性负载并联，为谐波提供一个 低阻通路的同时也提供负载所需要的无功功率。虽然无源滤波器具有成本较低、结 构简单、运行可靠、维护方便的优点，但它也存在如下缺点： ( 1 ) 只能抑制固定的几次谐波并对某次谐波在一定条件下会产生谐振而使谐波 放大； ( 2 ) 只能补偿固定的无功功率，对变化的无功负载不能进行精确补偿； ( 3 ) 其滤波特性受系统参数影响较大，且其滤波特性有时很难与调压要求相协调： ( 4 ) 重量与体积较大等等。 针对无源滤波技术的上述缺点，1 9 7 6 年，l g y u g i 提出用p w m 逆变器构成“有 源电力滤波器”( a c t i v ep o w e rf i l t e r ，简称a p f ) 。8 0 年代以后，由于电力电子器 件及其控制技术的发展，a p f 技术的发展逐步走向成熟，在国外己得到广泛应用。 与无源滤波器相比，a p f 具有高度可控和快速响应的特性，并且能跟踪补偿各次谐 波、自动产生所需变化的无功功率，其特性不受系统影响，无谐波放大危险，相对 体积重量较小等突出优点，因而已成为电力谐波抑制和无功补偿的重要手段。a p f 的推广应用也必将给我国电力工业带来巨大的经济效益和社会效益。 1 2 课题的发展现状和研究意义 进入上世纪8 0 年代以后，随着电力电子技术和p w m 控制技术的发展，有源电 力滤波器的研究成为电力电子领域的研究热点。特别是1 9 8 3 年，日本学者赤木泰 文等人提出了“瞬时无功功率理论，州，并在有源滤波器中得到了成功应用，极 大的促进了有源滤波技术的发展。 幽1 1 串联型有源滤波器结构图 根据有源滤波器接入电网方式不同，主要可分成并联型、串联型、串并联型 和混合型四种。并联型和串联型其结构图分别如图l l 和图l 一2 所示，一般并联 型针对电流型谐波源进行补偿，而串联型则针对电压型谐波源进行补偿，其中并联 型是目前应用最广泛的一种a p f 拓扑结构。串并联型，即组合了串联型和并联型的 9 曲 华北电力人学硕十学t ：7 ：论文 优点，原理上能解决电力系统中发生的包括电压和电流畸变等在内的电能质量问 题，又称为统一潮流控制器u p q c ，其结构图如图l 一3 所示；混合型则是把有源滤 波与无源滤波相结合，目前已经派生出多种拓扑，其控制目标一般都是由无源滤波 器承担大部分滤波，而有源部分作为改善无源滤波器滤波性能用，图1 4 是混合 型a p f 的基本结构示意图。 图1 2 并联型有源滤波器结构图 串跃型逆变器并联型逆变器 图i 一3 统一潮流控制器结构图 图1 4 混合刑有源滤波器结构图 根据直流侧储能元件不同，又可分成电流型和电压型两种。电流型p w m 变流 器因直流侧电感始终有大电流通过，因此损耗较大，目前较少采用，随着超导储能 磁体的实用化，必将取代电感，并促进电流型有源滤波器的发展。 指令电流运算有基于频域傅立叶变换的方法、基于无功功率理论的瞬间矢量 法”“、基于滑模控制的方法。、基于单周控制的方法“。补偿电流产生方法有三角 波比较法、滞环比较法、空间矢量法等。 a p f 的技术构想早在7 0 年代就已提出，但直到9 0 年代a p f 技术才进入实际应 紫 噜曲 矿 华北电力人学硕士学位论文 用，其中一个重要原因就在于a p f 的实际成本价格太高。因此在选择应用a p f 时 必须考虑其成本价格。受目前电力电子器件参数、价格的限制，要实现大容量的工 业谐波补偿需要a p f 具有较大的容量，这势必使装置造价过高，不符合中国目前国 情。因此，综合目前电力电子器件发展状况和技术水平，采用小额定值a p f 结合无 源滤波器的混合型有源电力滤波器是一种切实可行的方案，混合型结构有源滤波将 会成为工业大容量谐波抑制的主流。采用无源滤波与有源电力补偿技术相结合，可 使装置在性能价格比上具有优势。 有源电力滤波器的研究与应用，国内远落后于国外，清华、浙大、西安交大、 哈工大、华电等高校正在积极研究，取得了一定成效，但基于d s p 控制全数字式的 经济型a p f 仍未有应用性成果报道，除少数几台a p f 己投入工业试运行外，其它 大部分尚处于研制阶段，但随着我国对电嘲谐波污染治理目益重视，“绿色电力” 的呼声愈来愈高，有源电力滤波器必然会得到广泛地推广应用。 1 3 本文的工作 本文主要对经济型有源电力滤波器拓扑结构进行分析，提出了一种结构简单和 较好补偿特性的混合型有源电力滤波器拓扑结构，应用m a t l a b 对其进行仿真 确定其控制策略和主电路参数。使用d s p 芯片t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 为核心控制芯片和 p m 3 0 c s j 0 6 0 为功率单元设计了一台有源电力滤波器样机，波形分析结果验证了算 法和主电路参数选择的正确性。 具体工作将分为以下几个方面： 1 分析了一神经济型有源电力滤波器拓扑，从理论上推论了其工作原理，应用 m a t l a b 对其进行仿真分析，得到仿真结果，并通过仿真确定了主电路参数和控制策 略。 2 使用p r o t e l 设计电路原理图和p c b 印刷电路扳，采用三菱公司智能功率模 块p m 3 0 c s j 0 6 0 为功率单元，完成了小容量样机。 3 在样机基础上采用基于t i 公司的c o d ec o m p o s e4 1 集成开发环境，编写 了计算和控制程序，得到实验波形，并对其进行分析。 华北电力人掌硕十学位论文 第二章经济型有源电力滤波器拓扑分析 a p f 的技术构想早在7 0 年代就已提出，但直到9 0 年代a p f 技术才进入实际应 用，其中一个重要原因就在于a p f 的实际成本价格太高。因此在选择应用a p f 时 必须考虑其成本价格。受目前电力电子器件参数、价格的限制，要实现大容量的工 业谐波补偿需要a p f 具有较大的容量，这势必使装置造价过高，不符合中国目前国 情。因此，综合目前电力电子器件发展状况和技术水平，采用小额定值a p f 结合无 源滤波器的混合型有源电力滤波器是- - , e e 切实可行的方案，混合型结构有源滤波将 会成为工业大容量谐波抑制的主流。采用无源滤波与有源电力补偿技术相结合，可 使装置在性能价格比上具有优势。 2 1 无源滤波器分析 要实现混合型补偿设计，必须首先对无源滤波器各种结构进行分析，得到其特 性。 无源滤波器，也称为l c 滤波器，由滤波电容器、滤波电抗器、电阻经过组合而 成的滤波装置，与谐波源并联，起到滤除谐波和补偿固定无功的作用。l c 滤波器可 分为单调谐滤波器、多调谐滤波器、高通滤波器3 。 2 1 1 单调谐滤波器 。- 。_ _ 。 l 、 o f 。一 囝0 、队、，气，令 l l lr i q 厂一 厂 r 一1一_ ff t ；f ： 2 。)一l 一。l 一 jl ll 出盛嚣：竺。： 一一- 。1 - - - 1t1 。 ( 1 0 m s 格) 图3 6 同步信号电路输入输出信号 由于电力系统的频率并不是固定的，而是在5 0 h z 上下波动，所以如果使用定 时器中断对模拟信号采样提供基准必然造成较大的误差，所以本设计中采用锁相倍 频电路，把同步信号电路产生的与a 相电压同步的方波信号送入锁相环倍频电路， 产生一个与方波信号同步的2 5 6 倍频的高频方波信号，送入d s p 的e x i n t 2 ，e x i n t 2 中断程序中进行a d 采样。锁相倍频电路如图3 7 所示。 图3 7 锁相倍频电路 2 6 华北l b 力人学颐十学何论文 同步信号电路产生的与a 相电压同步的方波信号x i n t x l 送入c d 4 0 4 6 的p c a 端，c d 4 0 4 6 输出倍频信号v c o u t 送到分频器c d 4 0 4 6 ，经过2 5 6 分频后送入c d 4 0 4 6 的p c b 端。c d 4 0 4 6 内部有一个鉴相器和压控振荡器，p c a 和p c b 输入信号送入 鉴相器，鉴相器对两个输入信号进行相位比较，并输出一个征比于相位误差的电压， 鉴相器输出再送入由r 7 和c 4 组成的低通滤波器滤除高频分量后，其输出送入压 控振荡器，输出频率与输入直流电压成比例的方波信号，从而c d 4 0 4 6 和c d 4 0 4 0 组成了个闭环的锁相信频电路，其输出信号x i n t x 2 是输入信号x i n t x l 的2 5 6 倍频。其内部结构图如图3 8 所示。 图3 8c d 4 0 4 6 内部结构图 图3 7 中c 6 、r 9 、r w 3 决定了c d 4 0 4 6 的中心振荡频率和锁相范围，其大小 可查阅c d 4 0 4 6 说明书进行确定，而低通滤波器参数则与输入信号频率有关，且低 通滤波器截止频率越低，锁相环输出频率波动越小，但是其跟踪速度也越慢，因此 应该根据实际电网频率变化快慢、锁相速度要求来确定其参数。本设计中，设定锁 定频率范围为4 5 h z 5 5 h z ，中一t l , 频率为5 0 h z ，倍频系数为2 5 6 ，则在r 7 = 5 垃、 c 4 = 4 7 矿、r 9 = 1 0 艘、r w 3 = 1 0 地、c 6 = 1 2 0 0 0 矿时，低通滤波器输出电压波形 和倍频输出方波波形如图3 9 和图3 1 0 所示。 华北电力人学硕十学位论文 痤 、 吕 o o f ( 1 m s 格) 图3 9 低通滤波器输出电压波形 一 。 一 ：n r 。厂 狎一f 1 1r 一f ! 。o 卜j 一 一 士 一 。 ：。，、。铀。；、，、! 一 3 3 模拟信号采集 t ( 5 0 u s 格) 剧3 一1 0 倍频输出方波波形 有源滤波器对电流互感器的要求比较高，在本设计中采用了l e m 公司生产的 霍尔电流互感器l t l 0 0 一p 和霍尔电压互感器l v 2 5 p ，这是一种采用霍尔效应的闭环 补偿式传感器，可以测量从直流到2 0 0 k h z 的信号，温漂小，反应时间快，抗干扰 能力强，采用15 v 供电。互感器把电压电流信号变成了电流信号送入控制板，先 经过电阻变成电压信号，再经过有源二阶低通滤波，由于互感器送过来的信号是有 正有负，而d s p 的内部a d 所能接收的信号是0 3 3 v ，所以还得经过一个电压抬 升电路。电路原理图如图3 9 所示。d s p 自带1 6 路1 0 位带内置采样保持的高速 a d ，单通道转换时间小于5 0 0 , v t s ，因此相比于d s p 控制周期7 8 肛已经很小，故为 了减少硬件设计复杂程度，充分利用d s p 自带内部资源，本设计中a d 采用内部 华北电力大学硕十学位论文 a d 。有源二阶低通滤波的o p 0 7 采用6 6 v 供电，保证输出信号在3 3 v 之间 在由电阻抬升电路，输出电压= ( 33 十输入电压) 2 ，就变成了d s p 能接受的0 3 3 v 之间，r 2 0 和r 2 4 使用精密电阻，电平抬升的微小误差可以通过软件校币。 3 4 功率部分设计 图3 - 9 模拟信号采集电路原理图 功率部分采用了三菱公司生产的智能i g b t 模块p m 3 0 c s j 0 6 0 ，该款i p m 是非常 成熟的第三代高频i p m 产品，采用绝缘基板工艺，内黄优化后的栅极驱动和保护电 路，适合用于频率高达2 0 k h z 的高频场合，如u p s 、变频器等。其产品特点有： 完整的功率输出电路，直接连接负载； 内置栅极驱动电路： 保护电路包括短路保护、过流保护、内置温度探头的过温保护、驱动电压欠 压保护； 现简要说明一下其使用时的注意事项： 一该i p m 直流侧电压即加在p n 两端的电压需小于4 0 0 v ，而不是6 0 0 v ； 和常规不一样，驱动信号是高电平关断，低电平开通； 为防止上下桥臂直通，死区时间必须大于2 坤，实际使用中发现2 声仍然有 可能造成直通，在试验中死区时间设定为4 舻，a 相上下桥臂驱动信号波形如图3 1 0 所示。 i p m 使用4 路隔离1 5 v 开关电源供电，试验中使用的开关电源其中1 5 0r n a 给下 桥臂3 个i g b t 管驱动供电，3 路5 0 m a 分别给上桥臂3 个i o b t 驱动供电； d s p 驱动部分与i p m 连接所用光耦必须是高速光耦，而且绝缘电压必须高于 1 0 0 0 v ，设计中可以选用h c p l 4 5 0 4 、h c p l 4 5 0 5 、t l p 5 5 9 、t l p t s 9 等，光耦副边到i p m 控制脚距离应该尽量短，本设计中采用了i p m 专用驱动光耦h c p l 4 5 0 4 ； 一在i p m 有故障时，其故障输出脚输出电流为1 0 蒯、宽度为i 8 郴的脉冲信 号，在此期间控制器应该对其作出反应，否则循环输出故障信号容易损坏i p m 模块， 蓠 一 r 一 萎： _一手 ( 卫 麓1 栌占 华北电力人学硕十学俺论文 本设计中把故障输出接到了d s p 的p w m 脉冲故障输入端，在有故障时封锁了脉冲 疼 o 圈3 1 0a 相上f 桥臂驱动信号波形 其驱动电路和故障输出电路原理图如图3 1 1 所示。p m 6 是控制板送出信号， w n 送入1 p m 驱动脚，c 1 和c 2 分别对1 5 v 和w n 进行滤波，且应该尽量靠近i p m ， 以去除干扰；f i n 是i p m 输出故障信号，i p m 故障输出脚内部已经有了限流，所以 光耦原边无需限流电阻，f o u t 送入d s p 控制板。 图3 1 1i p m 驱动雨故障输出电路原理图 功率i p m 板照片如图3 1 2 所示。 幽3 12 功率i p m 板照片 控制部分p c b 板照片如图3 1 3 所示。 华北电力人学硕士学位论文 3 5小结 设计以i 、i 公司t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s t l 芯片和三菱公司p m 3 0 c s j 0 6 0 为核心，本文首 先介绍了t i 公司的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片，重点介绍了本设计中所用到的d s p 内部 资源；接着简要介绍了硬件系统的同步信号以及锁相环倍频电路，对其锁相原理做 了分析，根据实际系统设计了锁相环，给出了实际波形；结合信号前端处理的电路 原理图，介绍了本系统的模拟信号采集系统：最后对p m 3 0 c s j 0 6 0 的实际使用提供了 些实际应用中所需注意的事项。 华北电力人学硕十学位论文 第四章控制系统的软件设计 在以t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片为核心的控制系统上，根据第二章和第三章所述 的控制策略和计算方法，编写了本装置的控制程序。 4 1 d s p 芯片的运算格式 t i 公司的t m s 3 2 0d s p 芯片包括：定点、浮点、多处理器数字信号处理器和定点 型d s p 控制器。该系列采用了数据总线与地址总线分丌的改进哈佛结构，达到了进 一步提高运算速度的要求，专为实时信号处理而设计，将实时处理能力和控制器外 设功能集于一身，为控制系统应用提供了一个理想的解决方案。本设计中采用的 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 属于定点格式芯片，与其它浮点芯片相比较，最大缺点在于处理小 数运算较为繁琐。定点运算格式的d s p 芯片处理小数运算时，主要有以下两条途径 2 ： ： 其一，在拥有c 语言汇编器以及i e e e 浮点运算函数库的支持的基础上可以利 用c 语言汇编器自动将运算中的小数转化成i e e e 浮点格式，再利用自带的i e e e 浮 点运算函数进行处理。 i e e e 7 5 4 1 9 8 5 标准定义了四种浮点数的格式，即单精度格式、扩展单精度格 式、双精度格式和扩展双精度格式。下面以在d s p 芯片中最常用的单精度格式为例 介绍i e e e 单精度浮点格式的表示方法。如图4 1 所示，在单精度浮点格式中，浮 点数的总长度为3 2 位。其中，s 是尾数的符号位，共l 位，s = 0 表示为正数，s = l 表示为负数：e 是指数，用无符号数表示，共8 位，取值范围为0 2 5 5 ；f 是 尾数的分数部分，共2 3 位。 3 13 02 3 2 20 l s e f 图4 一l 单精度浮点数的格式 用此种方法处理小数，最大的优点就是精度非常高，至少可精确到小数点后6 位：另外，直接用c 语言进行编程大大简化了软件的丌发周期。但是，i e e e 格式 的算术运算相当复杂，每进行一次简单的小数运算都需调用类型转换函数和运算函 数，从而使得程序运算速度不一定能满足实时性要求。 华北电力大学硕十学位论文 其二，预定标算法。在定点d s p 芯片中，所有的操作数都是整数，至于这个整 数表示的是整数还是小数，表示多大的数值，对d s p 芯片本身是没有区别的，因此， 通过程序员来确定小数点处于1 6 位中的哪一位，通过设定小数点在1 6 位数中的不 同位置，便可以表示不同大小和不同精度的小数。 d s p 芯片中，数是以2 的补码表示的，每个1 6 位数的最高位是符号位，o 表示j 下 数，1 表示负数，其余1 5 位表示数值。由程序员设定小数点位于16 f k 中的不同位置， 就称为数的定标。数的定标由q 表示法和s 表示法两种。表4 1 列出了1 6 位数的q 表 示、s 表示及它们所能表示的十进制数值范围。 表4 一lq 表示、s 表示及数值的范同 q 表示s 表示十进制数表示范围 0 1 5s o ，1 51 x 0 9 9 9 9 6 9 5 0 1 4s 1 1 42 x 1 9 9 9 9 3 9 0 q 1 3 s 2 1 34 x 3 9 9 9 8 7 7 9 0 1 2s 3 1 28 x 7 9 9 9 7 5 5 9 0 1 1s 4 1 l1 6 x 1 5 9 9 9 5 l1 7 0 1 0s 5 1 03 2 x 3 1 9 9 9 0 2 3 4 q 9 s 6 96 4 x 6 3 9 9 8 0 4 6 9 q 8 s 7 81 2 8 x 1 2 7 9 9 6 0 9 3 8 0 7 s 8 72 5 6 x 2 5 5 。9 9 2 1 8 7 5 q 6 s 9 65 1 2 x 5 1 1 9 8 0 4 3 7 5 0 5 s l o 51 0 2 4 x 1 0 2 3 9 6 8 7 5 q 4 s 1 1 42 0 4 8 x 2 0 4 7 9 3 7 5 q 3 s 1 2 34 0 9 6 x 4 0 9 5 8 7 5 q 2 s l3 28 1 9 2 x 8j9 1 7 5 q 1 s 1 4 1一1 6 3 8 4 x 1 6 3 8 3 5 q o s 1 5 o一3 2 7 6 8 x 3 2 7 6 7 从表4 一l 可知，同样的1 6 位数，若小数点的位置不同，表示的具体数值也不 同。例如2 0 0 0 h ，用o o 表示时代表十进制的8 】9 2 ，用q 1 5 表示时则代表十进制的 0 5 。但对d s p 芯片来说，处理方法是完全相同的。 不同的q 所表示的数不仅范围不同，而且精度也不相同。q 越大，数值范围越 小，但精度越高；相反，0 越小，数值范围越大，但精度就越低。例如，q o 的数值 范围是一3 2 7 6 8 到+ 3 2 7 6 7 ，其精度为1 ，而q 15 的数值范围为一l 到0 9 9 9 9 6 9 5 ，精度 华北电力人学硕十学位论文 为l 3 2 7 6 8 = 0 0 0 0 0 3 0 5 1 。因此，对定点数而言，数值范围与精度是一对矛盾， 一个变量要想能够表示比较大的数值范围，必须以牺牲精度为代价：而想提高精度， 则数的表示范围就相应地减小。在实际的定点算法中，为了达到最佳的性能，必须 充分考虑到这一点。 浮点数与定点数的转换关系可表示为： 浮点数( x ) 转换为定点数( x 。) ：x 。，= ( i n t ) x + 2 0 定点数( ) 转换为浮点数( x ) ：x = ( o a t ) x ，2 叫 例如，浮点数x = 0 j ，定标q = 1 5 ，则定点数= l0 , 5 3 2 7 6 8 i = 1 6 3 8 4 ，式中 l 表 示下取整。反之，一个用q = 1 j 表示的定点数1 6 3 8 4 ，其浮点数为16 3 8 4 x 2 “。= 16 3 8 4 3 2 7 6 8 = 0 ，5 。 采用预定标方法必须预先预测操作数的范围，选择合适的q 值。进行加减运算 的数q 值必须相同，否则要将q 值大的数通过左移使其定标值与另一个相同；乘法 结果的q 值是两个乘数的和，根据计算的要求经过相应的移位可以实现结果的币确 存储，而除法则用条件减来实现。 经实际验证，在采用i e e e 浮点数格式进行计算时，即使一次简单的小数加法就 要耗时5 0 8 0 个时钟周期，一个浮点数的开平方运算竟要3 0 0 0 多个时钟周期：而一 次整数加法或乘法仅需要几个时钟周期，移位运算只要一两个时钟周期。因此在实 际应用中需要采取预定标的方法处理小数。仅在需要较高精度，结果范围难以估计 且d s p 执行时间充裕的情况下才用直接用浮点数进行计算。 42 主程序流程 程序主要由初始化和主循环两部分组成。初始化完成设置系统参数、中断控制、 配置引脚功能以及a d 和p w m 参数。主循环进行a d 转换、指令电流运算、直流 侧电压控制、p w m 脉冲输出、控制输入输出处理等功能。由前两章的分析已经知 道，本设计中d s p 主程序的功能主要分成三大部分：指令电流运算、直流侧电压控 制、p w m 脉冲输出。本章将从这三个部分进行介绍。图4 2 和图4 3 分别是初 始化和主循环的流程图。 华北电力人学硕士学位论文 图4 2 初始化流程图 4 3 指令电流运算 图4 3 主程序流程图 指令电流运算的准确性和快速性是有源滤波实现谐波补偿的关键，如第二章分 析，本文采用了基于瞬时无功功率理论的一法，对三相负载电流信号进行采样 后，经过3 1 2 变换，再经低通数字滤波处理，然后进行2 1 3 变换，从而得到三相指 华北电力人学硕十学侮论文 令电流信号，本设计对谐波和无功同时进行补偿，所以断开了图2 8 中低通滤波 的1 。通道。简化图如图4 一q 所示。 4 3 12 3 变换运算 图4 4 指令电流运算简化框图 无功分量电流i 。已经无需计算，且三相三线制中有t 。+ 么+ i l 。= 0 ，所以三相电 流只采a 、b 两相，故有功分量电流i 。由式( 2 - 7 ) 简化得到简化算法： = 孺3 n 咖西1 ( t a + 2 诎。s 国f ( 4 1 ) 在程序中，为了减少运算中乘除次数，加快计算速度，正弦和余弦表存放的实 际上是s i nc o t 石和c o sc o t 互，数据以q 1 5 的格式存放。与a 相电压同相位的正弦 和余弦信号出锁相倍频电路得到，过零信号输入d s p 的e x i n t i ，在每次中断程序中 复位正弦和余弦指针，2 5 6 倍频方波信号送入d s p 的e x i n t 2 ，在每次中断程序中启 动a d 转换并使f 弦和余弦指针加一。2 3 变换的d s p 程序如下圳： t e m p i = i l a i l a + f l a ： t e m p 2 = f l a + i l b + i l b ， i p t e f f p = ( i n t ) ( t l l o n 移t e m p l g s i n t a b i + ( i o n g ) t e m p 2 e c o s t a b i i j ) i 3 ) j 厂( z p t e i f f p ( o ) i p t e i = i p = o 4 432 数字低通滤波器设计 低通数字滤波也是一个很重要的环节，低通数字滤波要去除l 。中的脉动分量， 得到直流信号，许多参考文献应用了i i r 滤波器如巴特沃思( b u t t e r w o r t h ) 低通 滤波器等，本文仿真也用了这种方法，然而在实际编程中发现，由于受d s p 字长的 华北电力人学硕十学位论文 限制，造成了比较大的量化误差t 现以巴特沃思( b u t t e r w o r t h ) 低通二阶滤波器 为例来分析这种量化误差。采样频率为1 2 8 0 0 h z ，截止频率取2 0 h z ，则其传递函数 为： h r ：、： ! ：! 竺鲨：! ! 型：! 塑! ：堕生! ：! ! ! ! ! ：堕之 ，、 。l 一1 9 8 6 t 1 6 2 1 15 4 0 8 8 9 7 z 1 + 9 8 6 2 1 1 9 2 9 1 6 0 7 5 1 0 7 e 0 0 1 z 。2 【4 2j 如果系数在d s p 中采用1 6 位字长格式存放，那么式( 4 2 ) 中分子已经不可 表达，因此考虑用长整形存放系数，如果使得i p 计算结果用q l o 表示，则滤波器系 数可以采用q 2 1 来表示，则对滤波器输入( 七) 、输出i p ( k ) 建立差分方程： i = 型盟型坐塑型2 0 禚9 75 2 型生塑燮c 。_ 3 ) ” l ”“ 然而从式子中可以看出，由于l ，计算结果用q 1 0 表示，所以这个输入输出方程 实际上已经无法工作，f 。( 七j 始终为0 ，已无法启动。 因此此时修改滤波器，使得其传递函数分子与分母的系数相差不这么大。由i i r 滤波器特性可以知道，如需减小分子和分母系数的差异，有两种方法：第一，可以 令截止频率提高，但是提高截止频率同时也降低了滤波器对于低次谐波的滤波效 果，因此对于存在3 次谐波或者更低次谐波时，这种方法已经不可实现；第二，降 低低通滤波器的阶数。 因此本文设计了一阶巴特沃思( b u t t e r w o r t h ) 低通滤波器，采样频率为 1 2 8 0 0 h z ，截止频率取2 0 h z ，则其传递函数为： 日f z ) ：4 8 8 4 8 e - o o 3 + 4 8 8 4 8 e _ - o 0 3 z 1 l 一9 9 0 2 3 e 0 0 l z “ ( 4 4 ) 仍使得0 计算结果用q i o 表示，滤波器参数采用一1 6 位字长存放，则滤波器系 数可以采用q 13 来表示，则对滤波器输入i p ( k ) 、输出i ( k ) 建立差分方程： 神= 型巡等攀( 4 - - 5 ) 则该方程同式( 4 4 ) 相比已比较适合于d s p 数字实现，不过由于i ，必须大于 2 5 6 后式( 4 5 ) 才能丁f 常工作，因此后来i p 计算结果用q l5 表示，使得滤波器在 三相负载电流较小时也能正常工作。因此，现在已经解决了低通滤波器的数字实现 华北电力大学硕= ：学位论文 问题，然而，在实际使用中发现，出于数字滤波器在计算过程中多次乘法和除法( 移 位实现) ，因此存在一个较大的截断误差文献 2 5 j 提出对其进行系数校诉的方法， 但是由于这种截断误差是非线性的，因此系数校诈的方法只适合于某个t 作点，而 工作负荷变时，之前校正的系数已经不适合了，如果采用在线校f 系数则花费c p u 资源过多，也不实用。 为了进一步提高低通滤波器的性能，可以考虑采用f i r 滤波器，本文对其进行 了尝试后发现要实现与i i r 同样的滤波效果，f i r 滤波器的阶数非常高，一般高达 2 0 0 阶，这样是造成占用太多c p u 资源，二是乘法运算过多，即使采用简化算法， 定点型也无法在7 8 s 的控制周期内完成高达2 0 0 阶的乘法运算，因此f j r 滤波器 如要用于定点型d s p 比较困难，可咀考虑采用浮点型高速d s p 束实现。 从物理本身概念出发，所谓直流分量其实就是所要分析的函数在一个周期里的 平均值，因此，本文从其基本物理概念出发，编写了数字式滚动平均滤波( r a f ) 程序。对于般确定负载，可以确定z ，的周期，对于常规六脉动整流，i 。周期就是 电网周期的六分之一。运算中取的周期越长，一般滤波效果越好，但是延迟时间也 越长，因此需要在滤波效果与延迟时间上取得一个较好的值作为滤波器计算的周 期。其数学表达式为： 1 n 一- i 删= 寺z 一 ( 4 6 ) 式中n 为滤波器周期，滚动平均滤波器( r a f ) 是一个序列数的运动平均。例 如，宽为6 4 的滚动平均滤波器，就是将最新的6 4 次采样值求和，然后除以12 ，每 当采样一个新值，就加到上次的和数中，并从中减去最旧的采样值，从而得到一个 新的和数，然后除以6 4 ，得到平均值。 本文以半个电网周期作为滤波周期编写了程序。滤波程序如下： h l t e p i e , i f p + = t l o n 9 1 ( i p t e p l p i j j ) i p d 口= ( i n t ) t f l l t e r t e - y p 7 ) ： 1 pe j j = i p t e 膨p ? if t j 1 7 ) i i b f = ( in t ) ( ( o a 一8 ) 1 7 ) i c f = ( i n t ) ( ( o a + b ) ) 1 7 ) ( 4 - 7 ) 其中 p d c 是叠加直流侧电压控制信号后的i p - b a i p 。 一一 l p 、i 。经过低通滤波后的直流分量i v 、对应于三相电流中的基波f 序分量， 再经过2 3 变换，从而得到三相电流基波正序分量，减三相负载电流后得到指令电 流信号。谐波和无功电流从下式中可以得出： 华北电力人学颐十学嵌论文 z 曲 _ = i一愕 ( 4 。8 ) 对图4 6 所示a 相负载电流信号进行信号处理后得到的指令电流信号如图4 7 所示( 由于硬件电路没有d a 输出，采用d s p 编译系统c c c 2 0 0 0 平台e 使用软 件示波器对指令电流信号进行录波) 。 堆 o r _ 、1船厂o liill甲tll【jo ! 。洲。j 二i二 t ( 5 m s 格) 图4 6a 相负载电流信号 4 4 直流侧电压控制 幽4 7a 相指令电流信号 如第二章分析，可知在直流侧电容电压应大于交流电源相电压峰值的3 倍时可 以保证逆变器能有良好的补偿电流跟随性能，另外直流侧电压应该尽量保持稳定， 华北电力人学硕十学位论文 有较好的鲁棒性。直流侧电压进行控制的传统方法是，为真流侧的电容再提供一个 单独的直流电源但这种方法虽能达到控制直流侧电容电压的目的，但需要另设一套 电路，增加了整个系统的复杂性，从而增加了系统的成本和损耗。而对直流侧电压 的控制只要通过对主电路进行适当的控制就可以实现。而且由于出线电感的存在， 使得电网通过逆变器的二极管对直流侧电容进行充电时，可以充到高于系统电压的 峰值，因此直流侧电压可以在充到峰值以后直接投入有源滤波器，然后通过以下策 略来控制直流电压。 如图4 - 3 所示，通过直流侧的电压u 盯，与一个给定的电压值u ，进行比较， 两者之差经p i 调节后得到i p ，它叠加到有功电流的直流分量f 。上，经运算在指 令信号t 中包含一定的基波有功电流，使得补偿电流中包含一定的基波有功分量， 从而使有源电力滤波器的直流测与交流侧进行能量的交换，将直流侧电压调节至给 定值。 直流侧电压变化的幅度除了和能量传递多少有关，还与直流侧电容的大小有 关。因此可以根据允许的u ，波动范围和直流侧电容的大小来决定图4 4 的p i 参 数大小。同时为了避免直流电压建立过程造成过大的补偿电流，需要对其进行限幅 处理。试验中直流侧电压波形如图4 8 所示，由图可以看出在运行当中，直流侧 电压保持了稳定。 蝮 8 4 5 p w m 脉冲输出 t ( 5 0 m s 格) 图4 8 直流侧电压波形 在得到指令电流信号后，采用三角波对指令电流信号进行调制，控制i g b t 的 华北电力人学硕士学位论文 通断，从而实现电流的跟踪控制。之前许多论文采用了把指令电流信号用d a 送到 外部的模拟器件来实现，这种方法简化了c p u 控制，然而也增加了控制的复杂程度， 而且不利于修改参数。t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 自带的p w m 输出，可以方便实现三角波比较。 在d s p 罩面可以使用定时器来控制p g m 口线的输出，在p w m 程序初始化中设置p w m 脚输出方式、死区时间、定时器控制方式、定时器周期寄存器，在程序计算出指令 电流信号后，修改p 州比较器的值，当定时器重载时，自动重载p w m 比较器的值。 初始化程序如下： a c t r a = o x 0 9 9 9i $ d 8 1 c o 、a ：o x o # e c 肆c m p r l - - 2 0 0 0 ： c p r 2 = 2 0 0 0 ： 书c y p r 3 = 2 0 0 0 ； $ t i p e r = 3 1 2 5 i * c o g c o ；w = 0 x 8 2 0 0 ； 7 1 c 0 = o z l o o o ： 在程序计算出指令电流信号后，通过修改三角波调制的占空比来得到此时的定 时器比较值，占空比计算公式如式( 4 - 9 ) 所示。 ：三+ 垒型 27 ( 4 9 ) 式中，a i 即指令电流与实际电流的差值经过限幅后的值， 是比例系数，t 是 定时器的计数周期。由式( 4 9 ) 又可以得到定时器比较值，如式( 4 l o ) 所示。 c o m p x = 二- + a f ( 4 一1 0 ) 在本文中，设置一5 0 f 5 0 ) d e l 强i a = 5 0 ： e l s ei f ( d e l t a i a 5 0 d e l l h l t 3 = 5 0 ， e l s ei “d e l t a l l 3 5 0 ) d e l t a i c = 5 0 ； e l s ei f ( d e l t a i c 一5d ) d e i “j c = 一5 0 c m p r l = 1 5 6 2 一d e l t a i a $ 3 l ： c 虢p r 2 = i 5 6 2 一d e l t a l 8 3 l ? $ c p r 3 = 1 5 8 2 一d e l t a i c 3 l ： 4 6小结 本章介绍了以t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片为核心的控制程序实现方法，重点介绍 了程序的三大部分：指令电流运算、直流侧电压控制、p w m 脉冲输出，对软件实 现过程中遇到的问题特别是数字滤波器的实现进行了分析，提出一种对于三相三线 制系统的简化算法，实现了数字化三角波比较，给出d s p 程序。 华北电力人学硕士学位论文 第五章有源电力滤波器a p f 试验系统 在前几章分析的基础上，在实验室条件允许条件下搭建了有源电力滤波器a p f 试验系统，对其滤波原理和特性进行了验证。 5 1实验系统组成 图5 1 试验系统框图 本文完成了全数字化并联型有源电力滤波器装置，受时间和实际条件限制，对 仿真中所分析经济型有源电力滤波器没能完成试验验证。试验系统框图如图5 1 所 示。3 8 0 v 三相交流系统经过三相调压器后，采用三相不可控二极管繁流桥带电阻负 载作为谐波源，直流侧电容为1 0 0 0 f ，逆变器出线电感为2 5 m ，三相不可控整流 桥负载为2 0 0 0 瓦电炉，逆变器为三菱公司i p m ，型号为p m 3 0 c s j 0 6 0 ，电流互感器为 霍尔电流传感器，型号为l t l 0 0 一p ，电压互感器为霍尔电压传感器，型号为l v 2 5 一p 。 图5 2 是试验系统照片。 华北电力人学顶+ 学使论文 5 2 试验波形及分析结果 蜓 呈 = 图5 2 试验系统照片 ，( 5 m s ，格) 划5 3 补偿前后a 相电流 华北电力人学硕十学伉论文 t ( 5 m s 格) 图5 4a 相补偿电流 调节调压器到相电压5 0 v ，控制直流侧电压为2 0 0 v 时，得到试验波形，用 t e k t r o n i x 公司t d s 2 2 0 系列示波器对试验波形进行录波，补偿前后a 相电流波形如 图5 3 所示，a 相补偿电流如图5 4 所示。 用示波器自带的谐波分析软件得到滤波前后谐波含量如表5 1 所示。式中还存 在较大的电流畸变率是由与逆变器开关频率的电流谐波引起，可以通过小容量低通 滤波器滤除。由图5 4 和表5 1 可以看出低次特征次谐波得到了很好的补偿，补 偿效果非常好。 表5 l 滤波前后电流谐波含量( n 次谐波i 基波分最的百分比) 谐波 次数 234567891 01 1 滤波前 i5 609 2l4 32 38 207 5l l6 5】5 2 19 413 889 3 滤波后 20 2 i3 305 ( i i6 204 l l5 703 207 203 6 i2 2 谐波 次数 1 21 31 41 51 61 71 81 92 0t h d i 滤波前 l3 l51 io8 809 509 23l008 326 0 i1 42 82 谴波后 03 9o 5 203 8o ，2 30 2 l03 l03 002 303 473 5 3 小结 本章在实验室允许条件下建立了有源电力滤波试验系统，在该试验系统上对并 华北电力人学硕十学位论文 联型有源滤波器补偿效果进行了验证，取得了满意的补偿效果，特征次谐波得到了 抑制，电流总畸变率从原来的2 8 2 减小为7 3 ，验证了本文算法和主电路参数 选择的正确性。 华北电力人学硕十学位论文 6 1结论 第六章结论和今后的工作 随着数字电力的提出，以电力电子技术为核心的柔性交流输电技术得到了广泛 的重视和前所未有的发展。有源电力滤波在同本、荚国等发达国家已经得到了广泛 的应用，随着电力电子器件的发展，有源滤波器用于高压场合已