（电力电子与电力传动专业论文）三相电压型pwm整流装置的研究.pdf

西安理工大学硕士学位论文 t i t l e ：r e s e a r c ho nt h r e e p h a s ev o l t a g es o u r c er e c t i f i e r m a j o r ：p o w e re l e c t r o n i c sa n de l e c t r i c a ld r i v e n a m e ：y a oj i a n g s u p e r v i s o r ：p r o f g u a n gz e n g a b s t r a c t s i g n a t u r e ：上蛳 s i g n a t u r e ： w i t ht h ed e v e l o p m e n to ft h ep o w e re l e c t r o n i c s ，t h ep o w e rs y s t e mh a sm a n yn o n l i n e a rl o a d ， w h i c hc a u s ea b e r r a t i o no ft h ep o w e rv o l t a g ea n dc u r r e n t e s p e c i a l l y , al a r g ep a r to fp o w e r f a c i l i t i e sa r ec o m p o s e do fd i o d e sa n dt h y r i s t o r s ，w h i c hb r i n gs e v e r eh a r m o n i c sp o l l u t i o nt ot h e p o w e rs y s t e m 。p w mr e c t i f i e rc a r lw o r kw i t hs i n u s o i d a lc u r r e n ta n di nu n i tp o w e rf a c t o rs t a t e t h a te l i m i n a t et h es h o r t a g eo ft r a d i t i o n a lr e c t i f i e r p w mr e c t i f i e re n h a n c e st h ed e v e l o p m e n to f r e c t i f i e rg r e a t l ya n dh a sb e e nc o n c e m e da n du s e dw i d e l y i nt h i sp a p e r , t h et h r e ep h a s ev o l t a g ep w mr e c t i f i e rh a sb e e ns t u d i e d t h em a t h e m a t i c a l m o d e l ，w o r k i n gp r i n c i p l ea n dc u r r e n tc o n v e r t i n gm o d eo fp w mr e c t i f i e ra r ea n a l y z e di nd e t a i l w h e nt h ep o w e rl i n ei sb a l a n c e d t h ed e s i g nm e t h o do ft h r e e - p h a s ei n d u c t o ra n dd c c a p a c i t o r i ss t u d i e d t h ee l e c t r i cc u r r e n td e c o u p l e dc o n t r o la l g o r i t h mh a sb e e na n a l y s i st h o r o u g h l ya n d p r o v e db yt h ep s i ms i m u l a t i o n t h ev a l i d i t yo ft h ec o n t r o ls c h e m ei sv e r i f i e d b yt h e e x p e r i m e n t sw i t ht m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p t h ee x p e r i m e n t sr e s u l t sv a l i d a t et h ec o n t r o ls y s t e m o ft h ep w m r e c t i f i e ra n dt h ec o r r e c t n e s so ft h et h e o r e t i c t h ee x p e r i m e n tr e s u l t si n d i c a t et h a tt h ee l e c t r i cc 岍e n td e c o u p l e dc o n t r o la l g o r i t h mc a n m a k et h ep w mr e c t i f i c a t i o ns y s t e mi m p l e m e n t st h eu n i tp o w e rf a c t o r t h ep o w e r v o l t a g ea n d c u r r e n th a v et h es r m ep h a s e t h ec u r r e n tf o l l o w sv e r yf a s t t h es y s t e mh a sf i n ed y n a m i ca n d s t a t i cc h a r a c t e r s k e yw o r d s ：p w mr e c t i f i e r ；d s p ；h i g hp o w e rf a c t o r ；p a r a m e t e rd e s i g n 主要符号表 主要符号表 e a ，e b ，e 。三相交流输入电源相电压： 桥臂a 开关管开关，关断逻辑； 桥臂b 开关管开关，关断逻辑； 只桥臂c 开关管开关，关断逻辑； l ，r 三相交流输入电感的电感和等效电阻： c - 直流侧电容； i - 流过负载的电流； 、0 、v 0 、k 整流器交流侧输入电压； i 。、b 、i 广- 整流器交流侧输入电流； 整流器直流侧电压； 整流器直流参考电压； 一一电源电压角频率： 岛、一一d 轴电流调节器的比例、积分增益； k q p 、如- - - - d 轴电流调节器的比例、积分增益； 瓦一一电压环采样时间。 v 独创性声明 秉承祖国优良道德传统和学校的严谨学风郑重申明：i 本人所呈交的学位论文是我 一 一 个人在导师指导下进行的研究i 作及取得的成果。尽我所知，除特别加以标注和致谢 的地方外，论文中不包含其他人的研究成果。与我一同工作的同志对本文所研究的工 作和成果的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并已致谢， 本论文及其相关资料若有不实之处，。由本人承担一切相关责任 论文作者签名：。：整：盟一，一2 j 嘭年，多月；j 日 学位论文使用授权声明 本人蓬：盟：；在导师的指导下创作完成毕业论支，本人已通过论文的答辩，。 并已经在西安理工大学申请博士硕士学位。本人作为学位论文著作权拥有者，同意 授权西安理工大学拥有学位论文的部分使用权，即：j ) 已获学位的研究生按学校规定。 提交印刷版和电子版学位论文，学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存研究生 上交的学位论文，一可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索：2 ) 为 教学和科研目的，学校可以将公开的学位论文或解密后的学位论文作为资料在图书馆、。 资料室等场所或在校园网上供校内师生阅读、浏览。 本人学位论文全部或部分内容的公布( 包括刊登) 授权西安理工大学研究生部办 理。 ( 保密的学位论文在解密后，适用本授权说明) 论文作者签名：盏：盟喜碲签毫：二粒 年 一月日 第l 章绪论 1 绪论 1 1课题背景与意义 传统的整流器由二极管或晶闸管组成，由于其控制简单，工作可靠，故作为电力电子 设备与电网的接口在工业领域得到了广泛的应用。然而这类整流器存在着以下的一些缺 点1 _ 3 1 ： ( 1 )输入电流谐波含量较高，成为电网主要的谐波污染源； ( 2 )从电网吸收无功功率，输入功率因数较低： ( 3 )能量单向传递，只能从交流侧传递到直流侧；在用作交流电机调速系统前端 整流部件时，电机减速、制动产生的回馈能量只能够消耗在制动电阻上； ( 4 )直流侧电压不可调。 无论是二极管不控整流，还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数和高谐波含量都 将导致电网正弦电压畸变，增加配电系统导线与变压器的损耗，增大谐波电流，造成电网 上其它用电装置严重的电磁干扰。同时，低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可 靠性，因此，消除谐波污染并提高功率因数，已成为电力电子技术中的一个重大课题。 对电网来说，可以在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波，如有源滤波( a p f ： a c t i v ep o w e rf i i t e r ) ，静止无功补偿( s v c ：s t a t i cv a rc o m p e n s a t o r ) 等，也可以设计 输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。前者是产生谐波后进行补偿，是一 种事后补救的措施；而后者是消除了谐波源，是一种从根本上解决谐波问题的措施。p w m 整流器对电网不产生谐波污染，是一种真正意义上的绿色环保电力电子装置。 p 1 】l m 整流器的主要特点有： ( 1 )输入电流高度正弦化，谐波含量少； ( 2 )网侧功率因数控制( 如单位功率因数控制) ： ( 3 ) 电能的双向传输： ( 4 )较快的动态响应。 因此研制高性能的p w m 整流装置具有重要的意义。在中大功率场合特别是需要能量双 向传递的场合中，p w m 整流电路具有非常广泛的应用前景。 1 2p w m 整流技术研究现状与发展 由于p w m 整流器网侧电流正弦化且运行于单位功率因数状态，能量可双向传输，真正 实现了“绿色电能变换 ，因而近年来受到广泛的关注和研究，经过多年的发展，p y r m 整 流器主电路已从早期的半控桥发展到如今的全控桥；在主电路类型上既有电压型整流器 ( v o l t a g es o u r c er e c t i f i e r v s r ) ，又有电流型整流器( c u r r e n ts o u r c er e c t i f i e r - c s r ) ； 其拓扑结构也已从单相、三相电路发展到多组级联或多电平拓扑电路；p w m 控制也由单纯 的硬开关调制发展到软开关调制。由于p w m 整流器网侧呈现出受控电流源特性，这一特性 西安理工大学硕士学位论文 使p w m 整流器控制技术及其应用获得进一步的发展和拓宽，渗透到了其它众多领域，如静 止无功补偿( s v g ) 、有源电力滤波( a p f ) 、统一潮流控制( u p f c ) ，超导储能( s m e s ) ，高压直 流输电( h v d c ) 、电气传动( e d ) 、新型u p s 以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等。 在中大功率场合特别是需要能量双向传递的场合中，p w m 整流电路具有非常广泛的应 用前景。i g b t 等新型电力半导体开关器件的出现和p w m 控制技术的发展，极大地促进了 p w m 整流电路的发展，并使之进入了实用化阶段，目前己将其广泛应用于有源滤波器1 、 超导储能1 、交流传动n 以及高压直流输电，叼等方面。 在我国，很多研究人员也展开了对p w m 整流电路的研究，像电压型p w m 整流器控制策 略的研究 1 0 - 1 4 ，整流器主电路拓扑的研究n 屯1 9 ，电流型整流器控制策略的研究1 2 0 但是 主要以理论研究和实验室研究为主，虽然取得了一定进展，但是仍然不够完善，与产业化 还有较大的距离。 从2 0 世纪8 0 年代末开始，国内外对p w m 整流器的研究主要集中在数学模型、控制策 略、拓扑结构、性能优化等方面，目前的研究重点主要集中在无电流传感器控制，非线性 控制等控制策略，以及拓扑结构的改进方面。 ( 1 ) 数学模型的建立和分析 a w g r e e n 等学者首先提出基于坐标变换的p w m 整流器数学模型，之后r w u ，s b d e w a n 基于微分方程的变换建立了时域高频、低频模型1 2 2 , 2 3 1 ，并采用小信号法得到线性化 模型。而c t r i m ，d y h u 等则基于开关电路的变压器等效电路，建立了低频等效电路 模型2 4 1 ，与上述基于微分方程得到的低频模型实质是相同的。在此基础上，h c m a o 等又 建立了一种降阶小信号模型t 2 5 1 。 ( 2 ) 电压型整流器控制策略 对于电压型p w m 整流器，线性控制策略可以分为间接电流控制，直接电流控制和直 接功率控制 2 5 , 2 7 1 0 ( 3 )电流型整流器 最初提出p 1 】y m 整流器技术是以电流型拓扑提出的，但由于电流型结构所需要的较大 的储能大电感，以及控制的复杂性，使得电流型整流器的发展相对比较缓慢，近年来随着 超导技术的进展，电流型整流器在超导储能领域得到了较为成功的应用。 ( 4 )主电路拓扑结构的研究啷删 根据p w m 整流器直流侧电能输出环节的不同，可以将p w m 整流器分为电压型p w m 整流器和电流型p w m 整流器，在研究和实际应用都是以电压型p w m 整流器为主。电压型 p w m 整流器的交流侧使用电感滤除系统中的高频电流，直流侧使用电力电容进行储能和滤 波，电力电感和电力电容的体积都比较大，增大了整流设备的体积和成本，为了减小这两 种功率器件的容量或者完全去除，从而减小整流设备体积及成本，提出了各种控制方法。 如直流侧纹波补偿、无直流储能环节等控制方案。直流纹波补偿法利用在直流侧增设小容 量电池支路来减小直流侧电容的容量，而无直流储能环节控制研究了应用于逆变器中 2 第1 章绪论 p w m 整流电源的控制，结合逆变器的工作及开关状态，相应的控制整流器的工作状态， 从而去除了直流侧电容，其主电路拓扑如图1 - 1 所示。为了能够应用于高电压、大电流应 用场合，采用整流器串并联、多电平技术、软开关等技术来降低整流器的高频开关损耗。 哪) - 尺)t2 i c 幺 本名 圭i ：c 【本聿 本球 迭 弘潞v - j j jjj _ ( ，) 圪 二 6 、 e v 一o 一 吒 一二、- f 、- ， 巳一7 ” 屹 聿幸1 聿 1 聿 - 1。 萃埠本 i 卒 聿 iil i 图卜1 应用于逆变器中的无直流环节p w m 整流器主电路 f i g 1 - 1 t h em a i nc i r c u i to fp w i v lr e c t i f i e rw i t h o u tc a p a c i t a n c ea p p l i e di ni n v e r t e r ( 5 )无传感器技术和输入不平衡的研究 无传感器技术的研究使得整流器系统可以免除输入侧电压或者电流传感器，采用预测 算法重构三相输入电压或者电流。而三相输入不平衡状况下整流器控制的研究通过引入正 序、负序两套控制结构也已经取得较完善的结果 3 1 , 3 2 | 。 1 3本课题的目的和任务- 详细分析三相p w m 整流器在输入三相电网电压平衡时的数学模型，控制方案采用空 间电压矢量原理，这不仅能够有效地控制开关器件的最高开关频率，而且数字实现简单。 仿真和实验结果表明，三相p 、啊整流器不仅能够有效地抑制注入电网的谐波，还可以实现 单位功率因数控制。具体工作如下： ( 1 ) 详细分析三相两电平p w m 整流器的两种数学模型及其工作原理，分析几种常 用的控制策略并比较了它们的优缺点； ( 2 ) 对网侧电压平衡状态下三相电压型p w m 整流器进行理论分析，深入研究基于 旋转坐标系下的电流解耦控制算法，并对其在p s i m 下进行仿真研究，得出其仿真结果和 波形； ( 3 ) 对主电路模块、三相交流侧输入电感、直流侧电容进行研究设计，选定实验 所使用的器件； ( 4 )以t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 为内核，设计控制电路，包括电压和电流采样电路， d s p 内核的控制电路，用选定的i g b t ，电容，电感完成主电路，搭建三相两电平p r o d 整流 器实验平台，使用汇编语言编制软件，对电阻负载进行实验研究，并进行负载突变的实验 研究； ( 5 ) 完成上述p w m 整流器样机的测试和试验，并对试验结果进行分析。 3 西安理工大学硕士学位论文 2 三相v s r 系统模型及工作原理分析 本章内容主要包括两电平电压型p w m 整流器电路( v o l t a g es o u r c er e c t i f i e f v s r ) 拓扑结构，数学模型的分析，电路控制策略的比较，重点研究了双闭环电流解耦控制。 随着p w m 技术的快速发展，各国研究人员已设计出多种p w m 整流电路，并可以作如下 分类：按直流储能形式可分为电压型和电流型；按电网相数可分为单相电路、三相电路和 多相电路；按p 1 1 1 m 开关调制方式可分为硬开关调制和软开关调制；按桥路结构可分为半桥 电路和全桥电路；按调制电平可分为二电平电路、三电平电路和多电平电路。 尽管分类方法多种多样，但最基本的分类方法就是将p w m 整流器分类成电压型和电流 型两大类，这主要是因为电压型、电流型p 1 j l m 整流器无论从电路结构、p w m 信号发生以及 控制策略等方面均有各自特点，电压型整流器直流侧采用电容进行储能，而电流型整流器 直流侧采用电感进行储能。相对于电流型p 1 v m 整流器而言，电压型p w m 整流器有较快的响 应速度 3 3 9 且易于实现，所以目前p 1 v m 整流器一般采用电压型p w m 整流电路。 2 1电压型p w m 整流器的拓扑结构 电压型p w m 整流器最显著的拓扑结构就是直流侧采用电容进行直流储能，从而使v s r 直流侧呈低阻抗的电压源特性。以下为几种常见的拓扑结构。 ( 1 )单相半桥、全桥v s r 拓扑结构。两者交流侧具有相同的电路结构，其中交流 侧电感主要用来滤除网侧电流谐波。其电路图如图2 1 所示。 ( a ) 半桥( b ) 全桥 图2 一l 单相电压型p w m 整流器主电路拓扑结构 f i g 2 1m a i nc i r c u i tt o p o l o g yo fs i n g l e p h a s ev o l t a g es o u r c ep w mr e c t i f i e r 由图2 1 ( a ) 可以看出，单相半桥p w m 整流器拓扑结构只有一个桥臂采用了功率开 关管，另一桥臂则由两个电容串联组成，同时串联电容又兼作直流侧储能电容：而单相全 桥p w m 整流器拓扑结构则如图2 1 ( b ) 所示，采用了具有4 个功率开关管的h 桥结构， 值得注意的是：p w m 整流器主电路功率开关管必须反并联一个续流二极管，以缓冲p w m 4 第2 章- - , ：nv s r 系统模型及工作原理分析 过程中的无功电能。比较两者，显然半桥电路具有较简单的主电路结构，且功率开关管数 只有全桥电路的一半，因而造价相对较低，常用于低成本、小功率应用场合。进一步研究 表明，在相同的交流侧电路参数条件下，要使单相半桥p w m 整流器和单相全桥p w m 整 流器获得同样的交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥电路直流电压的两倍， 因此功率开关管耐压要求相对较高。另外，为使半桥电路中电容中点电位基本不变，还需 引入电容均压控制，可见单相半桥p w m 整流器的控制相对复杂。 ( 2 ) 三相半桥、全桥v s r 拓扑结构，图2 2 分别给出了三相半桥和三相全桥v s r 主电路拓扑结构。 ( a ) 三相半桥p w m 整流器主电路拓扑结构 ( b ) 三相全桥p w m 整流器主电路拓扑结构 图2 2 三相电压型p w m 整流器主电路拓扑结构 f i g 2 - 2m a i nc i r c u i tt o p o l o g yo ft h r e e p h a s ev o l t a g es o u r c ep w m r e c t i f i e r 三相半桥p w m 整流器主电路拓扑结构如图2 2 ( a ) 所示，这种电路由一个三相全控 桥、交流侧的三个电感、直流侧一个大的直流稳压电容构成，是目前比较常用的三相整流 电路，比较适合用与三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时，其控制性能将恶化，为克 服这一不足，可以采用三相全桥v s r 设计，- - 丰f l 全桥p w m 整流器主电路拓扑结构如图2 2 5 西安理工大学硕士学位论文 ( b ) 所示，三相全桥p w m 整流器实际上是由三个独立的单相全桥p w l d 整流器组合而成的， 由于三相全桥电路所需的功率开关管是三相半桥电路的两倍，因而三相全桥电路一般较少 采用m 。 ( 3 ) 三电平v s r 拓扑结构，如图2 - 3 所示，这种拓扑结构中，由多个功率开关管 串联使用，并采用二极管钳位，以获得交流输出电压的三电平调制。显然，三电平v s r 在提高耐压等级的同时，有效降低了交流谐波电压，电流，从而改善了其网侧波形品质。 图2 - 3 新型三电平p w m 整流电路拓扑 f i g 2 - 3n o v e lt h r e e l e v e lp w mr e c t i f i e rc i r c u i tt o p o l o g y 2 2 三相v s r 系统模型 2 - 2 1 电压型p w m 整流器数学模型分析 三相v s r 一般数学模型就是根据三相v s r 拓扑结构，在三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中， 利用电路基本定律对v s r 所建立的一般数学描述，三相v s r 拓扑结构如图2 4 所示： 6 0 图2 - 4 三相v s r 主电路拓扑 f i g 2 - 4 m a i nc i r c u i to ft h e r ep h a s ev o l t a g es o u r c er e c t i f i e r 第2 章三相v s r 系统模型及工作原理分析 p ( f ) 为三相平衡相电压，l 为交流侧滤波电感，r 为交流侧线路电阻和功率开关电阻 之和的等效电阻，直流侧电压滤波电容c ，阻性负载尺：以及负载电动势e 一如上图所示， 当三相v s r 系统中负载电动势e ，为零时，直流侧为纯阻性负载，三相v s r 只能运行在整 流模式；当直流侧电动势e l 大于直流侧电容两端的电压时，三相v s r 就可以既运行在整 流模式，又可以运行在有源逆变模式。为了建立- - * t | v s r 开关函数描述的数学模型，首先 定义单极性二值逻辑开关函数： fi上桥臂开关导通，下桥臂开关关断 2 1o上桥臂开关关断，下桥臂开关导通 k 2 a 山，c ( 2 1 ) 根据基尔霍夫电压定律，三相v s r 的a 相回路方程为： 哮城= 巳叱 = + o = 伊蓦 同理，可以得到b 相和c 相的回路方程： 喙城也 三生d t + r f c = 巳一 假设电网输入为理想电源，即三相电压平衡，从而有： e o + e b + e c = o f a + j b + 毛= o 联寺式( 2 2 ) 罕式( 2 7 ) 可以得到 直流侧电流也= l o s + i b s 6 + t ”一孚影片 应用基尔霍夫电流定律，对直流侧电容正极点处建立节点电流方程： c 警吼嘞峨一警 ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) 7 西安理工大学硕士学位论文 联立以上各式，可以得到三相v s r 在三相静止坐标系上的开关函数模型为： c 警= 彩 三a 功i r + r i k = 一( & 一吾，萎，一) 七= ( 口，6 ，c ) 2 _ 1 。 气= 丘= o 2 2 2 三相v s r 在旋转坐标系( d q ) 上的数学模型 c h u nt r i m 和d o n gy h u 利用局部电路的d q 坐标变换建立了p w m 整流器的低频等效 模型，并给出了稳态、动态特性分析，由于建立在旋转坐标系d q 轴上的p w m 整流器模型， 将系统中复杂的时变交流量转换为矢量即具有方向的直流量，从而使控制算法简单明了， 并且由于空间电压矢量p 1 i m ( s v p w m ) 的优越性，三相v s r 的矢量控制技术得到了广泛的认 可和研究，现在大多p w m 整流器的控制算法都是建立在旋转坐标系模型的基础上。 三相v s r 在三相静止坐标系的模型必须经过坐标变换才能转换到d q 坐标系。坐标变 换分为“等量变换”和“等功率变换”两种，等量变换是根据变换前后矢量大小不变的原 则进行变换，而等功率变换则是根据变换前后，系统的功率保持不变的原则进行变换。在 一个系统中，必须使用基于同一种原则的变换和逆变换。由于“等功率变换”矩阵为正交 矩阵，变换矩阵的逆矩阵就是变换矩阵的转秩，所以在矢量控制系统中经常使用。下面就 对“等功率变换 予以简单介绍。 a 等功率c l a r k 变换及其反变换( 3 s - 2 s ) 三相交流变量从三相静止坐标系( a ，b ，c ) 到两相静止坐标系( 口，) 的变换称 为c l a r k 变换，两种坐标系的位置关系如图2 2 所示：口轴与a 轴同轴，轴与口轴垂 直，超前口轴9 0 度，矢量，与口轴正方向之间夹角为臼。 8 图2 - 5 矢量c l a r k 变换图 f i g 2 - 5c l a r kt r a n s f o r mo fv e c t o r s 三相静止坐标系( a ，b ，c ) 到两相静止坐标系( 口，) 的等功率变换式为： 第2 章三相v s r 系统模型及工作原理分析 阡店 一丢一j 122 o 巫一鱼 2 2 ( 2 1 1 ) 两相静止坐标系( 口，) 到三相静止坐标系( a ，b ，c ) 的等功率变换即c l a r k 反 变换为： 雌 1o 1 2 压 2 1压 22 ( 2 1 2 ) 对于三相绕组不带零线的星形接法，有+ 毛+ 屯= 0 ，因此之= 一乞一屯，代入式( 2 1 1 ) 式( 2 1 2 ) ，就可以得到c l a r k 变换及其反变换的简化算法： 阡 | ： ： 履。 厄h 厄 厉。 一1 | 蠕 ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 根据c l a r k 变换的简化算法，只需要知道三相静止坐标系中的两个变量，就可以将三 相静止坐标系中的三相交流变量转换到两相静止坐标系中，这要求系统为三相平衡系统， 三相输入电压和为o ，接线是三相对称不接零线的星形接法，所以在实际应用中，对于这 种接法的系统交流侧电流或电压只需要检测两相电压或者电流。 b 等功率p a r k 变换( 2 s - 2 r ) 三相交流变量从两相静止坐标系( 口，) 到两相旋转坐标系( d ，q ) 的变换称为 p a r k 变换，两种坐标系的位置关系如图2 3 所示：两相静止坐标系中轴超前口轴9 0 度， 旋转坐标系q 轴超前d 轴9 0 度。旋转坐标系d 轴与两相静止坐标系口轴正方向之间夹角 为9 。 9 西安理工大学硕士学位论文 l d l 尹 磊 7 譬 o 乞 图2 - 6 矢量p a r k 变换图 f i g 2 - 6p a r kt r a n s f o r mo fv e c t o r s 两相静止坐标系( 口，) 到两相旋转坐标系( d ，q ) 的等功率变换式为： 咧s i n o l 羽i ( 2 1 5 ) 旋转坐标系( d ，q ) 到两相静止坐标系( 口，) 的等功率变换即p a r k 反变换为： 蹦c 咖o s 矽0 劣甜 亿旧 利用c l a r k 的反变换，可以将三相v s r 在三相静止坐标系的开关函数模型式( 2 1 0 ) 转换到两相静止坐标系，从而得到三相v s r 在两相静止坐标系上的开关函数模型如式 ( 2 1 7 ) 。式( 2 1 7 ) 中e 。，p ，为三相电源电压变换为两相静止坐标系筇轴上的电压分 量，屯、f 占为三相输入电流变换到两相静止坐标系o l 轴上的电流分量，、为两相 静止坐标系中的单极性二值逻辑开关函数，u 口、u 口为整流桥中点电压变换到两相静止 坐标系中的电压值。 c d 魂v , 缸= 3 ( i o s 口+ g r i p ) 一t 三等城= 气一虬 ( 2 1 7 ) 鲁屿= 一 其中：以= 吃 u p = 矿出s 利用p a r k 反变换，将三相v s r 的两相静止坐标系模型转换到旋转坐标系，从而得到 三相v s r 在d ，q 旋转坐标系下的开关函数 i 0 c d 出v d = = 互3 ( + i q s q ) 一屯 哮砒城= 一 唾埘心：勺一 其中= 吃u g = v 出s 碍 ( 2 1 8 ) 篇 。l i i 1，lj 白0 。l 第2 章三相v s r 系统模型j t * - 作原理分析 式中、e q 为三相电源电压变换到旋转坐标系上的电压值，乙、为三相输入电流变 换到旋转坐标系上的电流值，、s d 为旋转坐标系中的单极性二值逻辑开关函数，、 u 。为整流桥中点电压变换到旋转坐标系中的电压值。 2 3三相v s r 的调制方法 采用同步旋转坐标变换的控制方法得到d q 两相的电压给定后，可以采用正弦脉宽调 制( s p w m ) 技术来得到三相v s r 六个开关管的开关信号。基本原理是讲两相旋转坐标系中 的电压给定变换到三相静止坐标系中，标幺化后与频率固定的三角波进行比较，就可以得 到脉宽调制信号。这种方法在早期的三相v s r 控制中得到了广泛的应用。 近年来，随着算法的不断改进和控制芯片的迅速发展，电压空间矢量脉宽调制技术 ( s v p w m ) 技术被引入到高频变流领域。s v p w i 是一种优化的p t t 憎i 技术，此方法控制简单， 电流波形畸变小，数字化实现方便，能明显减少交流侧电流的谐波成分，提高电压利用率， 比s p l i m 控制技术提高了1 5 ，已有取代传统s p l 】i m 的趋势。其基本控制思想如下： 三相v s r 空间电压矢量描述了三相v s r 交流侧相电压( v 口o 、v c o ) 在复平面上的 空间分布，由式( 2 5 ) 一式( 2 8 ) 易得 ： v 口o = 【一 ( 毛+ + & ) 】 ( 2 1 9 ) o = 【一 ( s 。+ + s 。) 】 ( 2 2 0 ) 心o = - ( s o + + & ) 】 ( 2 2 1 ) 式中路、& 为三相单极性二值逻辑开关函数。将2 3 = 8 中开关函数组合代入式( 2 1 9 ) 式( 2 2 1 ) ，即得到相应的三相v s r 交流侧电压值，如表2 1 所示。 表2 - 1 不同开关组合时候的电压值 t a b 2 - 1t h ev o l t a g ev a l u ew h e nd i f f e r e n ts w i t c h s s bs c 屹o o v k 0000oov 0 o01 一现c 3- 觇c 32 矾c 3 v 5 o 10 - 矾c 3 2 u 耐3 - 乩c 3 v 3 0 11 - 2 砜j 3仉c 3矾。3 v 4 1 oo 2 现d 3一矾c 3- 现c 3 v 1 lo 1 乩c 3- 2 u o d 3矾c 3 v 6 l10 乩c 3矾c 3- 2 砜d 3 v 2 l11ooo v 7 分析表2 1 可以知道，三相v s r 不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2 3 的 空间电压矢量在复平面上表示出来，由于三相v s r 开关的有限组合，因此其空间电压矢量 只有2 = s 条，如图2 7 所示。其中，v o ( 000 ) 和v 7 ( 111 ) 由于模为零而称为零矢量。 1 1 西安理工大学硕士学位论文 显然，某一开关组合就对应一条空间矢量，该开关组合时的v 口o 、屹o 、即为该空间矢量 在三轴( a ，b ，c ) 上的投影： v 4 ( 0 1 1 ) ji m 1 7 l u 。 i i i i i i 一 ，v n f f l n n l 一 7 7 饼d 飞7 、 矿、 、 lr 广， n l l1r ，1 1 、 图2 - 7 三相v s r 空间电压矢量分布 f i g 2 - 7s p a c ev o l t a g ev e c t o rd i s t r i b u t i n g 复平面上三相v s r 空间电压矢量v k 可定义为 i 溉= 号木e “扣d 州3 lv o ，7 = 0 上式可以表达成开关函数形式，即 ( 2 2 2 ) = 2 1 3 ( s 。+ s h e 7 2 棚+ 足已一7 2 棚) ( = o ，7 ) ( 2 2 3 ) 对于任意给定的三相基波电压瞬时值吃o 、k 。，若考虑三相为平衡系统，可以得 到+ + = 0 ，则可以在复平面内定义电压空间矢量为 v - - 吾( v o o + v 6 0 e 7 2 棚+ v c o e 一7 2 枷) ( 2 2 4 ) 三相v s r 空间电压矢量一共有8 条，除2 条零矢量外，其余6 条非零矢量对称均匀分 步在复平面上。对于任一给定的空间电压矢量v7 ，均可以用两个相邻的非零矢量和两个零 矢量合成，例如，在区间i ，v7 可以由v 0 、v 1 、v 2 合成，如图2 8 所示，并且满足： c v = 瓦+ 互k + 互k ( 2 2 5 ) 7 二= 兀+ 石+ 瓦 ( 2 2 6 ) 图2 - 8 电压矢量合成图 f i g 2 - 8s y n t h e s i so fv o l t a g ev e c t o r 根据式( 2 2 5 ) 与式( 2 2 6 ) ，从图2 - 8 得 互： z ( 2 2 7 ) t ，2 2 压_ = i v _ s i n 0 ( 2 2 8 ) 互魄 r o - - z 一互一乃 ( 2 9 9 ) 如果王吗 i ，则过饱和。所以需要对五和互进行归一化处理，同时得到零矢量的 开通时间： 互= 互志 互= 疋志 r o = z t 1 - t 2 ( 2 3 0 ) 以空间矢量在第一扇区为例来分析开关管导通时间的分配。第一扇区相邻两个向量为 别为v 1 ( 1 0 0 ) 和v 2 ( 1 1 0 ) ，如果采用零矢量对称的插法，则三相桥臂导通的情况可以用图 2 9 表示： ：l ! t n i l 一23 野 i ：21 i l - i i - al t 1 t ： 孥i 1 i t ： t l t 。 2 2 珥4l 2 4 ：i 二 b： ci u i h ， i u - 呸 1 3 lu iii- ；( o o o ) ；( t o o ) ；( 1 t o ) ( 1 1 1 ) ( 1 “) ；( 1 1o )( t o o ) ；( o o o ) ii ； ii l j 图2 - 9 空间矢量在第一扇区时的开关模式 f i g 2 - 9s w i t c h i n gp a t t e r n so fs v p w m a ts e c t o ri 西安理工大学硕士学位论文 2 4 p w m 整流器常用的控制策略 目前，p w m 整流器有许多种控制方法，并且还在不断发展。就电压型p w m 整流器的控 制方式而言，主要分为间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制又称为幅值和相位控 制，是指通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的幅值相位关系，从而控 制交流侧输入电流呈正弦波形，使装置运行在单位功率因数状态。直接电流控制通常在控 制系统中引入实际的交流输入电流的反馈信号，将其与给定信号比较，通过对其误差的调 节，来控制器件的通断，使得在一定误差范围内，保证实际电流与给定信号的一致，形成 电压外环和电流内环的双闭环结构。直接电流控制具有比间接电流控制更好的控制性能， 因此在实际中得到了广泛应用，其主要分为滞环电流控制、预测电流控制、定频p w m 控制 等。下面分别对幅值相位控制、滞环电流控制和双闭环电流解耦控制进行阐述。 2 4 1 幅值相位控制 幅值相位控制属于间接电流控制方案，由控制调制电压的幅值“。和控制调制电压与 电源电压的相位差0 来达到控制输出直流电压和调节功率因数的目的d 钉。 设电源电压为： = 2 。s i n c a t - ( i - 1 ) 等】 i = 1 ，2 ，3 ( 2 3 1 ) j 交流调制电压的基波为： 扰。= q 互f m o ds i n o t 一0 一( f 1 ) 等1 ( 2 3 2 ) 其中，v r m s 为电源电压的有效值，v m o d 为调制电压的有效值。若满足单位功率因数 关系，则有图2 - 7 所示的矢量图。 可得矢量方程： 圪= 珞一i t 一j c o l l ( 2 3 3 ) 陈 1 4 l 翻2 1 0 相位幅值控制矢量图 f i g 2 - 10p h a s o rd i a g r a mo fp h a s e - a m p l i t u d ec o n t r o l 将调制电压v m 沿横轴和纵轴进行投影，则有： 圪c o s o = 珞一打 吆s i n 0 = 国 由以上两式，可以得到电源电压与调制电压的相位差角： ( 2 3 4 ) ( 2 3 5 ) 第2 章三相v s r 系统模型及工作原理分析 调制电压为： ( 2 3 6 ) ( 2 3 7 ) 设调制比为： 屠， ，竹：z q l v m( 2 3 8 ) 屹 因此，只要测得电源电压的有效值、直流侧电压，与直流参考电压v r e f 比较得出负 载电流的变化量1 = k ( 一吃) ，则可以计算出0 和v m ，从而确定调制比m ，控制p w m 调制波的输出。 产生p w m 调制波的基本原则是将正弦波与三角波比较来确定脉宽，若定义三角载波为 单位幅值，则正弦调制波为u 。= m c o s ( 研一目) ，通过调整占空比的大小和网侧电压与调制 电压之间的相位差e 可以使网侧功率因数为1 ，而且还可以使e 超前和滞后，从而达到 调节功率因数的目的。 相位幅值控制的优点是系统结构简单，可以省去昂贵的电流传感器，但是系统的响应 速度以及控制精度都会有所降低。 2 4 2 滞环电流控制 a w g r e e n 和j t b o y s 在1 9 8 9 年提出了基于滞环电流控制的p w m 高频整流器哪3 7 1 。 滞环电流控制是通过反馈电流，与给定电流进行滞环比较，将两者的偏差限制在设定的 范围内，当反馈电流i f i ，+ i 。2 时，调制电路的输出使系统输入侧电流减小。这样不断进行滞 环比较调节，使t 始终跟踪给定电流，围绕给定电流波形作锯齿状变化，并将误差限制 在滞环宽度范围内。若给定电流波形为正弦，滞环宽度恒定，则t 的波形就会接近于正 弦。以单相为例，电流滞环p w m 电流内环控制如图2 - 1 l 所示。 图2 - 1 1 电流滞环控制框图( 单相) f i g 2 11b l o c kd i a g r a mo f h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r o l ( s i n g l e - p h a s e ) 滞环电流控制响应快，可靠性好，易于硬件实现，特别适合于高性能的矢量控制系统。 同时它能实现功率因数为1 ，具有交流侧输入电流波形接近正弦波及可以实现能量回馈等 1 5 ，一扣 些肾 生硼 畦。 坚 ； 甜 ，m 西安理工大学硕士学位论文 优良特性。 2 4 3 双闭环电流解耦控制 电流双闭环控制的特点是引入电流内环，并采用前馈解耦的方式消除d q 轴电流的耦 合关系。电流内环的引入使得系统的动态调整性能较好，电流跟踪速度较快。对该控制方 法的算法和控制结构，仿真的详细分析将在第三章完成。 对以上三种控制方法，分别用p s i m 进行仿真，在比较三种结构的性能后，得出以下 结论： a 幅相控制策略动态性能不好，电流调整能力不强，计算模块依赖参数精确性，稳 态性能有偏差； b 滞环电流控制策略性能最优异，其稳态、动态性能都很好，但固定的滞环宽度会 导致开关频率波动，滞环宽度越小，最大开关频率越高； c 双闭环电流解耦控制结构稳态性能很好，动态性能也较好，但实现上计算较为复 杂。 通过以上分析，本文选取了双闭环电流解耦控制，并最终在实验样机上得以实现。而 其他的控制策略，如直接功率控制、滑模变结构控制、时间最优快速控制、非线性控制， 从文献看，能够进一步提升系统性能。但限于研究生阶段的时间和个人能力，这些控制策 略本人尚未深入