（电力系统及其自动化专业论文）大功率apfc控制技术研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文大功率a p f c 控制技术研究，是 本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人 已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学 位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论 文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：日期： 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件 学校可以采用影印、缩印或 其它复制手段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校 可以学术交流为目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同 媒体上发表、传播学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名： 日期： 导师签名： 日期： 华北电力大学硕士学位论文 1 1 选题的背景与意义 第一章引言 随着科学技术的快速发展，电力电子装置在军事、工业、农业、生活及高新技 术领域的应用日趋广泛，电力电子技术己成为工程技术领域的关键技术之一。但电 力电子装置，尤其是电子电子整流装置的大量应用给电力系统注入了越来越多的谐 波，致使电网中的谐波污染日益严重，并影响到电两供电质量和用户使用的安全性。 伴随着信息时代对电能质量的高要求，电网谐波污染的治理问题受到了越来越多的 关注。 1 1 1 传统整流装置的缺点 传统的单相a c d c 变换器是经过全波整流后，接一个大滤波电容，如图1 1 所示，以得到较平滑的直流电压。虽然输入交流电压是正弦的，但是输入交流电流 却发生严重畸变，波形呈脉冲状。 一 r l 幺2 i ji + 上 、c =2 负 载 一 zi2 l 1 图1 1a c d c 整流电路图 图1 - - 2 输入电流波形图 图1 - - 3 输入电流其频谱图 图1 - - 2 和l 一3 给出了输入电流波形图和频谱图。可以看出，输入电流呈严重 的脉冲状，从其频谱图可以看出，谐波含量严重，仅三次谐波就可超过8 0 。 1 华北电力大学硕士学位论文 对这种脉冲状的电流进行傅立叶分解，可得到如下表达式： f = s i n c o t + 1 2s i n c o t + 1 3s i n c o t ( 1 1 ) 设正弦电压有效值为【，畸变电流有效值为，其基波电流有效值及与电压相 角分别五和仍，n 次谐波有效值为l ，则定义功率因数p f ( p o w e rf a c t o r ) 的定义为交 流输入有功功率p 与视在功率s 的比值，如下式： a ：! ：u l l e o s 仍l ：y c o s 仍 ( 1 - - 2 ) su l 式中，y = 五i ，即基波有效值和总电流有效值之比，成为基波因数，而c o s q 码为 位移因数或基波功率因数。可以看出，功率因数是由基波电流相移和电流波形畸变 两个因数决定的，电流可以看成由三个分量，即基波有功电流，基波无功电流，和 谐波电流组成。 1 1 2 谐波的危害 据日本电气学会1 9 9 2 年发表的一项有关谐波源的调查报告，最大谐波源来自 整流器的用户占8 9 。可见电力电子装置，尤其是电力电子整流装置已成为最主要 的谐波源，它所产生的谐波污染问题引起了人们的高度关注【1 1 。 谐波电流成分不做功，只有基波电流成分做功。谐波对公用电网和其他系统的 危害大致有以下几个方面【1 1 ： ( 1 ) 谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及 用电设备的效率，大量的3 次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。 ( 2 ) 谐波影响各种电气设备的正常工作，谐波对电机的影响除引起附加损耗 外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、 电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以致损坏。 ( 3 ) 谐波会引起公用电网中局部的并联和串连谐振，从而使谐波放大，这就 使上述( 1 ) 和( 2 ) 的危险大大增加，甚至引起严重事故。 ( 4 ) 谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气仪表计量不准确。 ( 5 ) 谐波会对临近的通信系统产生干扰，降低通信质量。 1 1 3 公用电网谐波电压和谐波电流限值 由于公用电网中的谐波电压和谐波电流对用电设备和电网本身会造成很大的 危害，因此许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐 波的规定。世界各国所制定的谐波标准都比较接近。我国在参考了国际电工委员会 i e c 6 1 0 0 0 系列标准和电气与电子工程学会i e e e 标准后，发布了中华人们共和国标 2 华北电力大学硕士学位论文 准电能质量公用电网谐波( g b t1 4 5 4 9 9 3 ) 。对不同等级的公用电网，允许电 网谐波畸变率也不相同。电压等级越高，谐波限制越严。另外对偶次谐波的限制要 严于对奇次谐波的限制。表1 1 给出了公用电网谐波电压限制值。公用电网公共 连接点的全部用户向该点注入的谐波电流分量( 方均根值) 不应超过表l 一2 给的 允许值i z j 。 表i i 我国各等级电压谐波畸变率的标准 电网标称电压电压总谐波畸变率 各次谐波电压畸变率( ) ( k v )( ) 奇次偶次 o 3 85 04 02 o 6l o4 o 3 ，21 6 3 56 63 o2 41 2 1 l o2 o1 6o 8 表l 一2 注入公共连接点的谐波电流允许值 标准基准短 电压路容量 谐波次数及谐波电流允许值( a ) k vm v a 23456789i o 1 1 1 2 1 3 1 4 1 51 6 1 71 81 9 2 02 12 2 2 3 2 4 2 5 o 3 81 07 8 6 2 3 9 6 2 2 64 41 9 2 lt 6 2 81 32 4l l 1 29 71 88 61 67 88 97 11 46 51 2 61 0 04 3 3 4 2 1 3 41 42 4l ll l8 51 67 11 36 16 8 5 31 04 7 9 o 4 34 93 9 7 4 3 6 6 3 1 01 0 02 61 01 32 08 51 56 46 85 19 34 37 9 3 74 13 26 02 85 42 62 92 34 52 14 1 3 52 5 01 5 1 27 71 25 18 8 3 84 i3 15 62 64 。7 2 22 52 9 3 61 73 2i 51 81 42 ，7 1 32 ，5 6 65 0 01 6 1 38 1 1 35 49 3 4 1 4 3 3 3 5 9 2 75 02 32 r 62 o 3 8l ，83 41 6 1 91 52 8l ，42 6 1 1 07 5 01 29 6 6 o 9 6 4 ，06 ，8 3 o 3 o2 44 32 o 3 71 7 1 9 l ，52 名i | 32 s 1 2 1 5 1 12 11 ol ，9 3 华北电力大学硕士学位论文 1 2 功率因数校正技术简介 如何消除谐波电流，抑制其对公共电网的污染，已成为当今世界的重要研究课 题，目前已广泛使用的抑制谐波电流的基本思路有两条：一是装设谐波补偿装置来 补偿谐波，这对各种谐波源都是适用的：装设谐波补偿装置的传统方法是采用l c 调谐滤波器。这种方法既可以补偿谐波，又可以补偿无功功率，且结构简单，一直 被广泛应用。这种方法的主要缺点是：补偿特性受电网阻抗和运行状态的影响，易 和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使l c 滤波器过载甚至烧毁。此外，它只能 补偿固定频率的谐波，补偿效果也不甚理想。尽管如此，l c 滤波器仍是当前补偿 谐波的主要方法。 二是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控制为1 ， 本文研究的有源功率因数校正技术就是基于这种思想的产物。有源功率因数校正利 用有源开关式a c d c 变换技术，直接使输入电流成为与电网电压同相位的正弦波。 这种方法对技术要求较高，但功率因数校正效果好，在理论上可将功率因数校正到 o 9 9 以上，故在大容量的开关电源等系统中使用较普遍 3 - - 8 1 。其缺点是电路复杂、 成本高、e m i 高、效率有所降低唧。 有源功率因数校正技术是在整流器和滤波电容之间增加一个d c d c 开关变换 器，如图1 4 所示。其实现方法如下：选择输入电压为参考信号，使得输入电流 跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压近似同频同相，以提高功率因 数和抑制谐波；同时采用电压反馈，使输出电压为近似平滑的直流输出电压。 乙 j、2、 +i a p f cc2 2 眈 负 电路载 一一 丁 o + 劬时，滞环比较器输出0 ，开关管s 关断： ( 2 ) 当i z o 一幽时，滞环比较器输出1 ，开关管s 导通。 滞环带上限 ，南i 屯 。1。， 图3 8 滞环电流比较 按照图3 8 _ | ；f r 不，司得级坡电流表达式为： t = 2 a h 当开关管s 关断时，t 减小： l u l l u o = 正面a i t 河 当开关管s 导通时，屯增大： 刚= 三筹 于是可得开关周期为： r = 。r o 删丁= 上蝇南一i 本爿 从而开关频率为： ，：! 坠拯坠二睦 。 2 l u 。幽 从( 3 5 ) 可得以下结论： ( 1 ) 开关频率厂o c 壶，f , x 1 l 。 ( 3 1 ) ( 3 2 ) ( 3 3 ) ( 3 4 ) ( 3 5 ) 华北电力大学硕士学位论文 ( 2 ) 由于输入电压1 i 瞬时值随时间变化而不固定，使滞环控制系统开关频率 不固定。在输入电压1 i 为0 时，开关频率厂为0 当j u 如l - 2 时开关频率厂取得 最大值，最大值为： 丘2 盏 。卅 当l = l m h ，a h = 0 1 ，虬= 4 0 0 v ，输入电压为= 2 2 0 4 5 s i n ( 1 0 0 7 r t ) 时，p w m 信号波形经过仿真如图3 9 所示。 图3 9l = l m h 时p w m 信号波形图图3 一1 0l = 1 4 m h 时p w m 信号波形图 当设l = 1 4 m h ，其它条件不变，p w m 信号波形如图3 1 0 所示。 由图3 9 和3 一l o 可见，工越大，p w m 信号频率越小。在输入电压为0 时，开关频率厂为0 ，符合分析结论。 3 4 输出电压纹波和输入电流失真问题 在a p f c 电路输出电压中，存在着二倍于输入电压频率的纹波。该纹波信号对 系统响应速度和输入电流失真有着巨大影响，下面就对这一问题进行分析。 3 4 1 输出电压纹波分析 假设a p f c 电路的输入功率因数为1 ，则输入电压和输入电流可分别表示为1 9 1 ： ( ，) = u m s i n r a t ( 3 7 ) o ) = 厶s i n c o t ( 3 8 ) 由( 3 - 7 ) 和( 3 - - 8 ) 得出输入瞬时功率( ，) 为： 岛o ) = o ) o ) = 毛s i n 2c o t = 己一昂c o s 2 t o t = 最+ ( f ) ( 3 9 ) 1 4 华北电力大学硕士学位论文 其中，儿o ) = 0 s u , l 。由( 3 - 9 ) 可以看出，输入功率由平均输入功率p m 和 频率为2 c a 的波动项o ) 组成，将波动项表示成相量形式后，则有： p m ，= j 己 ( 3 1 0 ) 而变换器的输出瞬时功率p o ( t ) 为： p a t ) = 嵋( f ) 也+ p 。( ，) ( 3 - - 1 1 ) 式中，w o ( o 表示电容c o 上的瞬时功率。 令p 。代表平均输出功率，并忽略r 上的脉动功率后，( 3 - - 1 1 ) 成为； p 口= 只+ c o u o ( t ) d u - u - u - u 警) - ( 3 - - 1 2 ) 而输出电压u o ( t ) 可表示为： u o ( t ) = u n d c + 蚱( f ) ( 3 一1 3 ) 而( 3 1 2 ) 可以表示为： 蜊= 只吲+ 掣导+ v 鲫( 3 _ 1 4 ) = 只+ e 【+ 以( f ) 】昙咋o ) = 只+ ( f ) 式中阮。为输出电压中赢流分量，郎平均输出电压，群，p ) 为输出电压纹波。 从( 3 - 1 4 ) 可以看出，输出功率由平均功率c 和波动项e o , o ) 组成。输出电压 纹波电平通常远低于平均输出电压，因此( 3 1 4 ) 近似为： p o ( t ) = 只+ 办( f ) * + c o u o ( t ) 壬坼( 哆( 3 - - 1 5 ) ul 由于变换器中的储能元件( 如电感和电容等) 均根据开关频率设计，其取值较 小，因此在考虑低频纹波时，它们的瞬时功率可以忽略，因此有p o ( t ) = 办( f ) ，即： p o ( t ) = p mo ) ( 3 - - 1 6 ) p m ，o ) = 凡o ) ( 3 - 1 7 ) 对比( 3 1 5 ) 和( 3 9 ) 可知，单位功率因数变换器输出电压纹波的频率为2 d 。 于是将( 3 - - 9 ) 中的波动项艮( f ) 表示成相量形式： p * j 2 c o c o d cu r 根据( 3 - - 1 0 ) 、( 3 - - 1 6 ) 和( 3 - - 1 7 ) 可得到： 2 c o c o u o d c u r = 一矗= 一只 1 5 ( 3 1 8 ) ( 3 1 9 ) 华北电力大学硕士学位论文 即： u t * 一p o q 仿c 鄹。0 将输出电压纹波还原成瞬时值后，有： 圳一去曲：耐 即。 ( 3 2 0 ) ( 3 2 1 ) u a t ) = 丽1 0 8 缸2 耐( 3 2 2 ) 式中l 为变换器的平均输出电流： i o = u o d c r l = p o u 。o c ( 3 - - 2 3 ) 式( 3 - - 2 2 ) 为单位功率因数校正电路的输出电压纹波表达式。 3 4 2 输入电流失真问题 a p f c 电路主要功能是对输入电流波形进行校正，使其输入电流波形为正弦且 与输入电压相位相同。但是实际输入电流中仍然含有少量的谐波，其中最主要的是 三次谐波，还有少量高次谐波。 下面对平均电流控制的b o o s t 功率因数校正器，对其输入电流波形的畸变原因 做相应的理论分析 2 0 , 2 1 。图3 一1 1 给出了含有输入电压前馈的平均电流型b o o s t 型 功率因数校正器工作原理。主电路由b o o s t 变换器，控制回路由前馈分压电路、乘 法器、除法器、平方器和电压调节器组成。由此可知，电流基准信号为： 2n k ，m i i 4 c k 万e l a ( 3 - - 2 4 ) 其中，乞为乘法器输入电流，局为除法器比例系数，厶为电压调节器输出电压， k g 为平方器比例系数，磁为乘法器比例系数，为前馈电压。 通过以上分析可知，输入电流的波形主要取决于电流基准信号的波形( 基波) ， 因此，分析输入电流的谐波失真可转化为分析。的谐波，实际上，由于 i 是个含 有二次谐波( 占基波6 6 ) 的“馒头”波电压，故【墙和如中的电压纹波( 低频) 均是两 倍电网频率的二次谐波。 如果假设瞻和勤中的二次谐波含量幅值均为平均值的1 ，即和厶表示为： 厶= l + o 0 1 1 , , c o s ( 2 c o o t + e o ( 3 - - 2 5 ) 1 6 华北电力大学硕士学位论文 t 可以表示为： 图3 - - 1 1b o o s t 功率因数校正电路原理图 c 名= o e + o 0 1 d e c o s ( 2 t + g ) ( 3 - - 2 6 ) t = 乙c o s c o o t ( 3 2 7 ) 则有基准电流o ： o：挚。一ioocoscoot(1a+0011acos(2coot+01) ( 3 2 5 ) 。8 u ，( 1 + o 0 1 c o s ( 2 c o o t + 岛) ) 2 用泰勒级数展开有： 。2 等等咖s 们t 0 0 1 c o s t + 丁00 1 c o s c 3 ，( 3 - - 2 9 ) 1 - o o l c o 2 f + 岛) + 五1 o 0 1 2c o s 2 ( 2 f + 岛) + 刍o 0 1 3c o s 3 ( 2 q f + 岛) + ”- 】2 忽略高阶项后，有： 。警等岫咐- 半c o s ( c o o t + 啪半c o 蝴堋c ，咄， - - 0 0 1 c o s ( c o o t + 0 2 ) - 0 0 1 c o s ( 3 c o o t + 岛) 】 式( 3 3 0 ) 说明，输出电压调节器输出中如含有1 的- - 次谐波，则在电流基准 1 7 华北电力大学硕士学位论文 信号中产生o 5 的三次谐波电流，前馈电压中如含有1 的二次谐波电压，则在电 流基准信号中产生1 的三次谐波电流分量。 由以上分析可知，输入电流中的谐波主要由电流基准信号决定的，而电流基准 信号是由输入电压前馈信号魄和电压调节器的输出信号厶决定的。因此要求电压 调节器要能够很好的抑制输出电压中的二次谐波信号。从这个角度来说，电压环的 带宽越低，就越能够抑制输出电压中的二次谐波信号。但是，电压环带宽过低，又 使系统响应速度变慢，从这个角度来说，电压环的带宽又不能过低。因此，输出电 压中的二次谐波问题成为影响a p f c 动态响应速度的主要因素。 因此，在a p f c 电路设计中，一般规定输入电流中的三次谐波电流含量不超过 基波的3 ，那么对这3 的谐波电流产生的因素可以做如下分配：即1 5 由前馈电 压中的二次谐波产生，0 7 5 由调节器电压上的二次谐波电压产生，o 7 5 由其它非 线性失真造成。由于电压环的带宽远远低于开关频率，因此，电压调节器的设计主 要以抑制二次谐波脉动电压为主。 3 5 本章小结： 本章介绍了常用的b o o s t 型a p f c 电路的控制模式，并对滞环控制的a p f c 电 路开关频率特性作了详细分析。输出电压纹波和输入电流谐波问题是影响系统动态 响应的主要因素，本章对此问题也做了分析。 1 8 华北电力大学硕士学位论文 第四章基于u c 3 8 5 4 的a p f c 电路分析 4 1u c 3 8 5 4 的内部结构 u c 3 8 5 4 是美国德州仪器( t i ) 公司生产的一种有源功率因数校正专用控制电路。 它可以实现有源功率因数校正电路的所有功能，使功率因数达n o 9 9 以上，输入电 流波形失真小于5 。该控制器采用平均电流型控制，控制精度高，开关噪声较低。 采用u c 3 8 5 4 组成的功率因数校正电路，当输入电压在8 5 2 6 0 v 之间变化时，输出 电压可保持稳定，因此也可作为a c d c 稳压电源。u c 3 8 5 4 采用推拉输出级，输出电 流可达l a 以上，因此输出的固定频率p w m 脉冲可驱动大功率m o s f e t i 删。 u c 3 8 5 4 的有如下特点： ( 1 ) 升压输出p w m 控制工作方式，功率因数可达o 9 9 ： ( 2 ) 交流输入市电电流总谐波畸变率t h d 甜时，p w m 比较器输出高电平，功率管导通，当万 0 4 ) + t g 。1 ( 哝4 。) 一c 】( 5 - - 4 6 ) 从着和盖中消去槲o ： 兰竺2 鱼! ! ：丝2 刍2 2 1 1 ：丝2 生2 2 ：三丝2 鱼! ! ：丝2 刍2 型! 丝2 生2 2 ( 5 4 7 ) 眈吐 因为q 0 ，1 + q 2 彳o ，“磋鬈o ，所以： 4 = a 2 把( 5 - - 4 8 ) 代回( 5 - - 4 4 ) 得： 2 t g - i ( 例4 2 毒留三 把( 5 - - 4 8 ) ，( 5 - - 4 9 ) 代入( 5 - - 4 2 ) 得。 4 = g ( q ) ( 5 4 8 ) ( 5 4 9 ) ( 5 5 0 ) 于是，目标函数，仅含有一个独立交量q 了。成为单变量寻优问题。估计织的 最大值范围，在o 哝一内可采用0 6 1 8 法，f i b o n a c c i 等方法进行寻优。 华北电力大学硕士学位论文 5 2 2p i d 参数优化设计举例 下面就以电压控制环为例，采用菲线性规划中的一维搜索来对电压控制器进行 优化。设电压环功率级的传递函数为： q ( 5 ) ：4 8 4 0 ( 5 5 1 ) 输出电压采样系数为2 亩。电压调节器为： 珥( 5 ) ：垃型毕业 ( 5 5 2 ) 且j 因此电压环开环传递函数为： g 州。) = 嘭( s ) 以( s ) = 半易( s ) ( 5 5 3 ) 设反馈系统的开环频率特性的截止频率最大不能超过为2 n x 2 0 = 1 2 6 。综合对控 制系统各方面的要求，取加权系数a ，b 为1 ，将目标函数选为： j = 如l c = a j 1 2 6 - - r a i n ( 5 - - 5 4 ) 取相角裕量为7 r 4 ，则c = 石4 。由( 5 - - 4 3 ) 和( 5 - - 5 0 ) 可得： 4 = 警 1 + t a n 2 】( 5 - - 5 5 ) 由于( 5 - - 4 5 ) 形式简单，显然当取1 2 6 时，4 最小，为o 0 0 4 4 6 。 4 2 4 = 土弛t a n l 2 2 0 - 0 0 3 2 8 6( 5 5 6 ) 从而求得电压调节器的传递函数为： 研( s ) ：1 7 2 + 丝+ 0 0 0 0 4 8 s ( 5 5 7 ) 5 3 基于d s p 的控制系统设计 传统的a p f c 电路多为采用模拟控制芯片( 如u c 3 8 5 4 ) 来控制，其缺点为【3 1 1 ： ( 1 ) 控制电路的元器件比较多，体积庞大，结构复杂： ( 2 ) 灵活性不够，硬件电路一旦设计完成，控制策略就不能改变； ( 3 ) 调试比较麻烦，由于元器件特性的差异，致使电路的一致性差，且模拟 器件的工作点漂移会导致系统参数的漂移，从而给调试带来不便。 因此，传统的模拟控制在很多场合已经不适应新的要求。数字控制由于其控制 华北电力大学硕士学位论文 理论与实施手段的不断完善，且有高度集成化控制电路、精确的控制精度以及稳定 的工作性能，已成为当前重要的研究方向。 数字控制一般采用通用单片机或通用可编程( d s p - - d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) 芯片实现。随着数字信号处理技术的成熟和普遍，新一代的数字信号处理器器有以 下优点：采用哈佛结构、流水线操作，即程序、数据存储器彼此相互独立，在每一 时钟周期内能完成取指、译码、读取数据及执行指令等多个操作从而大大减少指令 执行周期。另外，由于其特有的寄存器结构，功能强大的寻址方式，灵活的指令系 统及其强大的浮点运算能力，使得d s p 不仅运算能力较单片机有了较大地提高，而 且在该处理器上更容易实现高级语言。正是由于其特殊的结构设计和超强的数据运 算能力，使得d s p 能用软件实现以前需用硬件才能实现的功能，也同样使数字信号 处理中的一些理论和算法可以实时实现。 由于a p f c 电路开关频率较