（电力电子与电力传动专业论文）高输入电压大功率dcdc变换器的研究.pdf

高输入电压人功率d c d c 变换器的研宽 a b st r a c t i n p u t s e r i e s a n do u t p u t p a r a l l e l ( i s o p ) f u l l - b r i d g e ( f b ) c o n v e r t e r ，i n c l u d i n g s e v e r a lf bc o n v e r t e rm o d u l e s ，w h i c hi n p u ts i d e sa r ei ns e r i e sa n do u t p u ts i d e sa r ei n p a r a l l e l ，c a nr e d u c et h ev o l t a g e s t r e s so fa l ls w i t c h e s ，s oi ti sv e r ys u i t e df o rt h eh i g h i n p u tv o l t a g ea n dh i g hp o w e rd c - d ec o n v e r s i o n s i no r d e rt om a k et h ei s o p f b c o n v e r t e rw o r kn o r m a l l y ，w es h o u l de n s u r et h ev o l t a g es h a r i n go ft h ei n p u td i v i d e d c a p a c i t o r sa n d c u r r e n ts h a r i n go f t h eo u t , ) u tc u r r e n to f e a c hm o d u l e t h i sp a p e rd e r i v e st h e v o l t a g e c o n v e r s i o nc h a r a c t e r i s t i c so ft h ei s o p f b c o n v e r t e r , a n da n a l y z e st h er e a s o n sf o rt h e a n - s h a r i n gv o l t a g e a n d u n - s h a r i n g c u r r e n ta f t e rt h a t ，ac o n t r o ls t r a t e g yw i t ht h r e ec l o s e d l o o p si sp r o p o s e d ，w h i c hh a s i n p u tv o l t a g es h a r i n gl o o p ，o u t p u tv o l t a g el o o p ，a n do u t p u tc u r r e n tl o o p t h eo u t p u t s i g n a lo fi n p u tv o l t a g es h a r i n gl o o pr e v i s e st h eg i v e nv a l u eo f c u r r e n ti n n e ri o o p s ，s o t h a tt h eo u t p u tc u r r e n to ft h em o d u l ew i t hh i g h e ri n p u tv o l t a g ew i l li n c r e a s e ，a n di n t h em e a n w h i l e ，t h eo u t r l u tc u r r e n to ft h em o d u l ew i t hl o w e ri n p u t v o l t a g e w i l l d e c r e a s e ，a n da st h er e s u l t ，t h ei n p u tv o l t a g e sa n do u t f i u tc u r r e n t so ft h em o d u l e s w i l lb eb a l a n c e d r e s p e c t i v e l y a t t h es a m et i m e ，t h em o d u l e sa r ei n t e r l e a v e c o n t r o l l e d ，w i t ht h er i p p l ec a n c e le f f e c t ，t h es u mo ft h e o u t p u t c u r r e n t so ft h e m o d u l e sh a sr e d u c e d r i p p l e ，s o t h e o m p u t f i l t e rc a p a c i t o rc a r lb er e d u c e d t h es m a l l s i g n a lm o d e lo ft h ei s o p - - f bc o n v e r t e rw i t ht h ep r o p o s e dc o n t r o l s t r a t e g yi se s t a b l i s h e d ，a n dt h ec o m p e n s a t i o nn e t w o r k i sd e s i g n e di nd e t a i l si nt h i s p a ”l t h ee f f e c t i v e n e s so ft h ep r o p o s e dc o n t r o ls t r a t e g yi sv e r i f i e db yt h es i m u l a t i o n r e s u l t s a3 k w p r o t o t y p ei sd e s i g n e da n db u i l t i no u rl a b ，a n dt h e e x p e r i m e n t a l r e s u l t sv e r i f i e dt h ee f f e c t i v e n e s so ft h ep r o p o s e dc o n t r o l s t r a t e g y k e y w o r d s ：f u l lb r i d g e ，i n t e r l e a v i n gc o n t r o l ，v o l t a g es h a r i n g ，c u r r e n ts h a r i n g ， c o m p e n s a t i o nn e t w o r k i l 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独 立进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的 内容外，本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。 对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文 中以明确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件， 允许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有 关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名：童煎 日 期：坐堕：堕：空 南京航空航天大学顽：仁学位论史 第一章绪论 电力电子技术的进步，使传统的直流线性稳压电源发展到现在的高频直流 开关稳压电源，不同功率等级的高频开关电源已应用到工业和民用的各个领域， 本文研究的是应用于高输入电压场合下的大功率d c d c 变换器。 1 1 高输入电压大功率的应用场合 随着国民经济的发展，各种用电设备越来越多。由于大多用电设备的输入 采用的是非可控整流方式，用电设备输入端电流的谐波含量很高，这样就给电 网带来了大量的“谐波污染”，而且增加了电网的损耗l “。为此国际电工委员 会制定了i e c 6 1 0 0 0 3 2 标准，对用电设备输入电流的谐波含量作了严格的限 制，因此必须在用电设备的输入端加入一级功率因数校正f p o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ，p f c ) 装置，以提高输入端的功率因数。中大功率开关电源的输入电 压一般为3 8 0 v a c 2 0 ，整流后的直流母线电压最高会达到6 4 0 v ；如果采用 p f c 技术，直流母线电压将达到7 6 0 8 0 0 v d c ，有的甚至达到1 0 0 0 阳c 以上， 这将对后一级d c d c 变换器玎关管的电压等级提出更高的要求。 城市地铁和轻轨交通车辆上的控制电源都用1 1 0 v d c 供电，它由辅助电源 系统提供，而辅助电源都是由电网电压直接供电的。目前，城轨交通供电电压 也从早期的6 0 0 v d c 和7 5 0 v d c 提高到1 5 0 0 v d c 口i 。电网电压的提高对辅助电 源d c - d c 变换器的功率电子器件的电压等级也提出了更高的要求。 另外，一些矿业生产中，需要高压大功率电机才能实现大功率的电机拖动， 这种高压大功率电机输入的电压达2 女y 3 k v 甚至更高，因此需要能为高压大 功率电机供电的变频器，它遇到的首要问题就是开关管电压应力过高，很难选 用合适的开关管。 上述应用场合中，变换器都是高输入电压、大功率的，因此必须选用电压 定额高的开关管。高耐压的功率m o s f e t 的导通电阻凡。大，导通损耗大，这 将导致变换器的效率降低。所以在这种应用场合，一般使用i g b t 作为主功率 开关管，因为i g b t 在高压条件下，仍然有较小的饱和导通压降v 。f s a 【1 ，因此 高输入电压人功率d c d c 变换器的研究 可减小导通损耗。但是由于i g b t 存在电流拖尾现象，凶此变换器的丌关频率 受到限制，使得变换器的变压器和输出滤波器的体积增大。 因此设计这种变换器时选择开关管是很困难的，于是人们想出各种办法从 拓扑结构t 来降低开关管的电压应力以优化变换器的设计。 1 2 高输入电压场合下的电路拓扑方案 最初一般是用几个开关管串联代替电路拓扑中一个开关管来实现高输入电 压应用的，如图1 1 所示。只要这几个完全相同的开关管在控制上保持同步， 即同时开通、同时关断，就可确保这几个开关管在关断时均分输入电压。但由 于开关管以及驱动电路的分散性，并不能确保所有串联开关管同时开通或关断， 也就不能确保开关管在所有开关管都关断时均分输入电压。文献f 3 6 对这种方 案作了研究。 图1 1n 个开关管串联 a k i r a n a b a e 教授在1 9 8 1 年提出了中点钳位( n e u t r a lp o i n t c l a m p e d ，n p c i 逆变器”i ，如图1 2 所示。它有1 2 只开关管，其中q 1 l 、q 2 i 、q 3 l 、q 1 4 、q 2 4 和q 3 4 为主开关管，用于脉宽调制；q l z 、q 2 2 、q 3 2 、q 1 3 、q 2 3 和9 3 为辅助开 关管，用于把各桥臂的输出电压钳在中点电位。由于该逆变器对相电压的调制 是单极性的，因此可以大幅度降低输出电压的谐波含量。同时，该逆变器与传 统逆变器相比，开关管电压应力降为输入电压的一半。b a r b i 在此电路的基础上 提出了直流三电平( t h r e e l e v e l ，t l ) 变换器f 8 l ，如图1 3 所示。该变换器同全桥 南京航窄航天大学顾仁学位论文 图1 2n p c 逆变器 圈1 3t l 变换器 变换器一样，通过移相控制可实现零电压开关( z e r o v o l t a g e - s w i t c h i n g ，z v s ) ，而 且同全桥变换器相比，开关管的电压应力只有全桥变换器开关管的一半，即为 输入电压的一半a 因此它比全桥变换器更适合于高输入电压场合，文献f 9 1 2 1 对这种变换器作了研究。 最近几年，人们对多模块输入串联组合变换器也日益重视起来，图1 4 是 n 个模块输入串联输出并联( i n p u t s e r i e so u t p u t p a r a l l e l ，i s o p ) 燃，输入电压 经n 个分压电容分压后再分别给各个模块供电，因此开关管的电压应力也降低 为用单个模块时的1 n ，同时系统的功率处理能力也能提高。而且，由于热应 离输入电压人功率d c d c 变换器的研究 力的均匀分布，系统的可靠性也可大为提高。因此非常适合于高输入电压大功 率的应用场合。上海地铁2 号线车辆辅助电源系统就成功地应用了i s o p 变换 器这种方案1 2 i 。 i s o p 变换器存在分压电容均压和输出均流问题，文献 1 3 】中两模块用，一个 完全相同的占空比信号可以实现均压均流，因为占空比相等，输入电压的不平 衡导致输入电压高的变换器抽取更大的电流，从而达到输入电压的自动均衡； 文献f 1 4 t 6 使用两个输入均压环实现模块分压电容电压均压和输出的均流。 图i 4n 个模块输入串联组合变换器 i s o p 变换器中两模块的输入是串联的，而输出是并联的，因此i s o p 变换 器的模块必须选择隔离型拓扑结构，根据不同的输入输出条件和使用场合可以 选择全桥、半桥、正激和反激等隔离型直流变换器。 全桥( f u l l - b r i d g e ，f b ) 变换器由于其开关管电压应力和电流应力较小，高频 变压器磁芯利用率高以及容易实现z v s 等优点被广泛应用于中大功率场合旧。 所以本文选用两个全桥变换器组合成i s o p f b 变换器，一方面可提高变换器的 工作输入电压，拓宽变换器的应用范围，另一方丽所有开关管都能实现z v s ， 因此开关频率将提高。进一步考虑使用交错控制技术，将使输出电流纹波大为 减小，因此输出滤波器也将减小，系统动态性能得到提高。而且，由于系统的 热应力均匀分布，系统的可靠性将得到提高。 文献 1 3 中的控制方案的前提是两模块没有占空比丢失或者占空比丢失完 全相等。但我们知道，全桥变换器在变压器原边换流时存在占空比丢失，由于 两模块元器件的分散性，不能保证两模块占空比丢失相等，因此i s o p f b 变换 4 南京航空航天人学埙卜学位论文 器不能用单个输出电压环来自动实现均压均流。 1 3 本文研究的内容 本文将分析影响i s o p f b 变换器输入分压电容均压利输出均流的原因，提 出实现i s o p f b 变换器输入分压电容均压和输出均流的一种交错控制策略，并 进行建模和设计，最后进行仿真和实验验证。 本文的主要内容如下： 第一章为绪论，回顾了高压大功率场合下一般所采用的方案，并引出 i s o p f b 变换器。 第二章分析i s o p f b 变换器的输入输出特性，并分析影响i s o p f b 变换器 分压电容均压和输出均流的原因，在此基础上提出一种只需一个均压环的交错 控制策略。 第三章根据所提出的控制方案对系统进行小信号建模、设计与仿真。 第四章根据前面的控制方案研制一台原理样机，并给出实验结果。 第五章对本文工作进行总结，并指出下一步应开展的工作。 1 4 本文研究的意义 高输入电压大功率变换器能应用于国民经济的重要部门，本课题的研究能 对高压大功率变换器的研制起定的指导作用，并且本文的控制策略能应用于 所有的i s o p 变换器。 本文工作得到国家自然科学基金( 5 0 1 7 7 0 1 3 ) 、霍英东教育基金会高等院校 青年教师基金( 9 1 0 5 8 ) 和江苏省自然科学基金( b k 2 0 0 3 4 1 9 ) 的资助。 商输入电压凡功率d c d c 变换器的研艽 第二章i s o p - f b 变换器的输入输出特r 性及其控制策略 2 1 引言 本章将详细分析i s o p f b 变换器交错运行时的输入输出特性，并分析影响 i s o p f b 变换器均压均流的原因，在此基础上提出i s o p f b 变换器的控制策略。 2 2全桥变换器 f b 变换器如图2 1 所示：q l 9 4 为四个主功率开关管：b d 4 和c 1 g 分别为四个开关管的体二极管和寄生电容；z 为高频变压器；厶是加入的谐 振电感，以实现一定负载范围内的z v s ；峨。和d 。：为输出整流二极管：l i _ 手f l c ， 为输出滤波电感和滤波电容；黾为负载。 圈2 1f b 变换器 f b 变换器存在占空比丢失现象，占空比丢失指f b 变换器的变压器副边占 空比皿小于原边占空比d ，其差值就是副边占空比丢失f 8 - 2 0 i 。占空比丢失的原 因是由于变压器原边电流换向时即从正向( 或负向) 变化到负向( 或正向) 的时段 里，它不足以提供负载电流，副边的整流二极管都导通，阻至变压器副边形成 短路。虽然原边有正压方波( 或负压方波) ，但此时段里原边电压不能反射到副 边，这就是占空比丢失，如图2 2 的阴影部分所示。 参考图2 2 ，当j ：，2 时，原边电流为： 南京航空航天大学坝l 学位沦文 一一一一一 ， i j 、 ? j ， 、k f _ 、- 一 一：j 、： j i 见i j 2 争-绣：拟， ，一 阂笏 j ： ：7 。2 ： ：；： 一 、t 。t ，i 。 ，l ! f ，1 。 = 批一等) b t ， 式中，l 是变压器原副边匝比，兀是输出电感平均电流，4 ，为输出电感纹波电流。 当t - = t 6 时，原边电流为： = 批+ 等- ( 1 - o ) k 丢l ( 2 2 ) 式中t 是开关周期，0 是输出滤波电容，圪为输出电压。又由从图2 2 知： 玩。卅心) ( 警) ( 2 3 ) 将式( 2 1 ) 和( 2 2 ) 代入式( 2 3 ) 得到： 2 轰卜。) 号 4 ， 式中l ，为谐振电感，为输入电压。那么副边有效占空比皿为： 皿却一轰卜。) 引 ( 2 s ， 2 3 1 s o p f b 变换器 图2 1 3 是i s o p f b 变换器的拓扑结构。从该组合变换器的结构上看，两个 模块的公共元件只有输出滤波电容和负载；每个模块均采用移相控制，每个模 块只提供一半的输出功率。图2 4 给出了i s o p f b 变换器两模块在控制脉冲之 7 高输入电压夫功率d c d c 变换器的研究 幺出 0 i 婴 0 2 v 懈，l ，l v 删n k 图2 3i s o p f b 变换器 q t ，8 q l l ； i q t ， 0 q n 二 q ：l ：蜴t 1 1 8 鲮z 0q “ i q l 4 2 1 i 秘，： l q ， l 。 9 2 ， il ! ；q 2 一ll q 2 ， i q 2 4 一1 一i | ?i ；旷 一 i l ：l 2 ”b r ? ：= ：型一， l 霞一 一j 一、 ，!旷。 | 陵 ? 一 一r - f - - ，+ 一j 一f 。? f - - + 一一一。1 + 一一一一 一一”科十一伊卜 一一一。卜+ 。 1 ： 一 、4 7 卜0 ，f 、- ! ，7 ， jj ： ， ，； - 1 图2 4i s o p f b 变换器关键波形 间相位差9 0 。时稳态时的主要波形。从工作状态来看，交错运行的i s o p f b 变 8 南京航亭航天犬学坝 一学位论文 换器中每个模块的工作波形与单独的全桥变换器一样，只是两模块的工作波形 相差i 4 个开关周期，因此交错控制的i s o p f b 变换器从原理上来说相当于两 个独立的全桥变换器交错工作。这罩主要分析这种组合变换器交错控制时本身 所具有的一一些特性。 2 3 1 输出电流脉动抑制能力分析 为了分析的方便，假设两模块的参数是匹配的，并通过适当的控制使输入 分压电容的电压相等，则两模块的副边有效占空l b f i | 等，即眈1 _ n 2 = 吐。 当模块l ( 或模块2 ) 变压器原边停止向副边负载提供能量时，则模块2 ( 或 模块1 ) 变压器原边向副边负载传递能量，两个电感的电流变化率分别为式( 26 ) 署f 1 ( 2 7 ) ： 拿：半 ( 2 6 ) 出三， ” i d i t ：笔盟 ( 2 7 ) 出上， ” 考虑到场吐矿勘以及g = d 。e 。2 n ，所以滤波电感的电流脉动为： m 2 她= 等警 1 d 。 o 5 时( 参考图2 4 ) 流入负载和输出滤波电容的电流为两个滤波电感电流之和 模块停止向负载传递能量这一时间段里，输出电流的变化率为： ( 2 8 ) 则在任意一个 生! ! 型：匕! ! ! 二笠一旦：匕! ! ! 二当 t n l fl fl f 所以由式( 2 9 ) 可得出此段时间里输出电流的脉动为： ，户必出一v,2n-2vt,(1-d,)：幽墨丝k dtl ，24 n l ， ”i 同理，当在两模块变压器原边均向副边传递能量这一时问段罩 的变化率为： 她! 型：，幺! ! ! 二匕：! ! 二! 匕 d t l，lf 所以由式( 2 1 1 ) 可得到此段时间里输出电流的脉动为： ( 2 9 ) ( 210 ) 输出电流 f 2 1 1 1 高输入电压大功率d c d c 变换器的研究 虬：警= 型掣圪 ( 2 1 2 ) d f斗n l ， 、 所以当饺 o 5 时，i s o p f b 变换器输出电流的脉动为： m ，：生型4 业 ( 2 1 3 ) 7 n l “ 2 z x 墨4 兰堕， 所以由式( 2 3 2 ) 知： l fl i y = 巧一k * 石五j 歹乏：1 2 i ；2 ；j i ：拿c z ，：a ， 12 ( n i d 一4 t 。l ) i j d k 一4 ，：l ) 、。 从上式可知，谐振电感不同会影响系统分压电容的均压和输出的均流。图 2 6 是谐振电感不一致其他参数相同时的单环仿真均压均流波形，仿真参数为： 南京航空航天大学颤卜学垃论文 削2 6 谐振电感不同时均压均流仿真波形 l ，t = l ，2 = 2 0 p h 、l n = 5 日、l ，2 = 6 5 h 、g l = 巴2 = 1 0 0 p f 。 从图2 。6 可看出，谐振电感的不一致会导致分压电容的不均压和两模块输出 的不均流，并且谐振电感大的模块上的分压电容电压和滤波电感电流都要大。 2 4 2 输出滤波电感对均压均流的影响 输出滤波电感对均压均流的影响分析可同上节一样，假定其它参数是完全 一致的，并令：d i = b = d 和三，= l r 2 = l r ，由式( 2 3 2 ) 可得： 矿= k = i v i , , 2 霉t , z ( 1 面- _ d 二j ) ( z l j s t ：- 而l r 2 ) l ( 23 3 ) 2 0 瓦d k 一4 t 乇) ，i 。 7 从一h 式知道滤波电感不同会影响系统分压电容的均压和输出的均流。图27 是滤波电感不一致而其它参数相同时的仿真波形。仿真参数为： 上j 1 = l r 2 = 5 p h 、0 i = 1 0 h 、l m = 2 0 , u h 和c m = c i 2 = 1 0 0 p f 。 从图2t a t 看出，滤波电感的不一致会导致分压电容的不均压和两模块输出 的不均流，滤波电感大的模块上的分压电容电压和滤波电感电流都要大，但这 种影响t e d , 。 2 4 3 导通压降对均压均流的影响 式( 2 5 ) 、( 2 1 9 ) 和( 2 2 0 ) 是在忽略开关管的导通压降和整流管的管压降的基 高输八电压大功率d c d c 变换器的研究 图27 滤波电感夕f 匹配时均压均流仿真波形 础上推导出来的，而组合变换器每个模块拥有自己的功率开关管和整流管，由 于半导体器件的分散性，其管压降不可能完全相等。先假定其它参数完全一致， 且设。和k 。：分别为1 拌模块和2 释模块整流管管压降反射到原边的管压降与开 关管的导通压降之和，则分压电容的压差为： a v = 圪。一2 ( 2 3 4 ) 图2 8 是在i s o p f b 变换器的l # 模块的整流管上串联一个o1 q 电阻，得到的 仿真波形， 其他参数为：l j l = l j2 = 2 0 a l l 、，i = ，2 = 5 1 t h 和 巴i = 巳2 = 1 0 0 a f 。 从图2 8 可知由于两模块中元器件的导通压降不一致会导致分压电容的不 均压和输出电流不均流，导通压降大的模块上的分压电容电压和滤波电感电流 都要大。其不均压程度由。和圪。：之差决定。 2 4 4 输入分压电容对均压均流的影响 输入电容一般采用电容容值较大的电解电容，由于电解电容的实际电容值 与其标称值有一定的误差，所以输入分压电容容值不可能完全相等。从式( 2 5 ) 可知分压电容g 。，和c i n 2 的容值不影响占空比丢失的，因此也不影响a v 的大小， 从式( 2 3 2 ) 也可知道这一一点。图2 9 为输入电容不相等时的仿真波形。仿真参数 为：上，= l j2 = 2 0 , u h 、上，i = l r 2 = 5 , u h 、1 = 1 2 0 u f 和cm = 80 f 。 1 6 南京航空航灭人学硕士学位沦又 图28 导通压降不匹配均压均流仿真波形 图29 输入分压电容不匹配均压均流仿真波形 从图2 ，9 可看出，虽然输入分压电容容值相差很大，两输入分压电容上的电 压值在稳态时是均衡的，这与一般的电容串联支路的电压分配是不一样的。这 说明输入电容的容值对输入分压电容电压的均压和输出均流没有影响。 这里要强调的是，虽然两输入分压电容容值的大小是否相等对其上电压的 稳态值是没有影响的，但对动态响应是有影响的。特别是当i s o p f b 变换器具 商输入电压大功率d c d c 变换器的研究 有软启动时，在开机的瞬间，变换器并没有工作，相当于窄载，在这种情况下， 输入电容上电压按分压电容的容值分配，当变换器开始工作后，输入分压电容 上的电压才在调节过程中逐渐趋向均压，输出电流也逐渐趋向均流。 2 4 5 原边占空比对均压均流的影响 i s o p - f b 变换器运行于交错控制方式，每个模块有自己的控制芯片，在电 压模式或平均电流模式下，模块的占空比是由电压环的输出或电流内环的输出 和各自的锯齿波交接产生的，由于芯片和外围电路元器件的分散性，两模块控 制芯片的锯齿波的峰值不可能完全一致，还有控制脉冲经过的通道不相同，在 该通道中的延时可能不相等，各开关管驱动电路的延时也不可能完全一致，而 且各开关管的门极电容也有可能不一致，所有这些因素都将使组合变换器两模 块的实际的原边占空比不一致，将会给输入分压电容均压和输出均流带来影响。 不均压不均流程度由式( 2 3 2 ) 决定。 图2 1 0 是组合变换器中两模块控制芯片锯齿波的峰值不一致而其它参数一 致时仿真的分压电容均压和输出电流均流波形，仿真参数为：三，= l ，= 5 肛h 、 l = l 1 2 = 2 0 z h 和c 。i = c 。2 = 1 0 0 z f ，并且设定锯齿波的峰峰值为：匕。；= 3 6 0 v 和屹2 = 3 7 9 v 。 图2 1 0 原边占空比不匹配时均压均流仿真波形 图21 0 说明由于锯齿波峰值的不一致会导致组合变换器输入分压电容的不 南京航空航天大学硕士学位论文 均压和两模块输出的不均流，并且锯齿波峰峰值大的模块分压电容电压和电感 电流都要大。 2 5 双环控制策略 如果不用均压环，而只用一个电压环和两个电流环来控制，如图2 1 1 所示， 即电压环的输出作为两个电流环的给定值，两电流环的输出分别和两控制：苎：片 的锯齿波交截来产生各自的占空比，因为两电流环的给定值是相等的所以在 稳态时是能够实现均流的。从功率平衡的观点出发考虑：输出并联，如果输出 电流能够均流，则两模块输出功率相等。若两模块完全相同，损耗也相等，则 两模块的输入功率也相等。因为输入是串联的，稳态时，两模块的平均输入电 流是相等的，所以输入电压也自动相等。但是，若一模块输入电压有一扰动使 其增加，输出电压的反馈信号通过控制环降低它的占空比，因此它的平均输入 电流将降低，这样将导致相应模块输入电压的进一步增加，而另一模块的输入 电压进一步降低，因此不能实现均压。对于交错控制的i s o p f b 变换器来说， 由于是交错控制，两模块输入电压相互耦合，因此即使输入不另加扰动，也会 导致分压电容的不均压和输出的不均流。仿真也验证了这点，如图2 1 2 所示， 仿真参数为：l r l = l ，2 = 5 z h 、l 九= l 2 = 2 0 , u h 和c 。1 = c 。2 = 1 0 0 j i f 。 图2 1 2 说明采用此种交错控制方案，两模块既使完全匹配，系统的分压电 容也不能实现均压，输出也不能实现均流。 为了解决以上的问题，需要有对输入电压进行均压调节的环路，并且从功 率平衡观点考虑，只要能使输入电压均压，那么输出电流也能得到近似的均流。 图2 1 1 烈环均流框图 喜 翟 璧 鐾 哆， 肼| 角蜀叫 h。9+。謦 i 一一 呖 i一节。 岛输入电压大功率d c d c 变换器的研究 2 6 三环控制策略 图2 1 2 双环时均压均流仿真波形 从上一节对i s o p f b 变换器的不均压不均流原因分析可以看出，由于谐振 电感和输出滤波电感不同，功率开关管以及整流二极管的参数不一致和实际工 作占空比不同，将造成分压电容不均压和输出不均流，影响变换器的可靠运行。 影响分压电容均压和输出均流的前几个因素是由变换器的结构参数决定的，在 变换器运行中是不能改变的。但是变换器的工作占空比是变换器的运行参数， 可以在运行中通过反馈改变，因此如果人为地让组合变换器的两个模块的工作 占空比不相等，用占空比不同所起的作用完全补偿由谐振电感和输出滤波电感 不同，以及开关管和整流管等的压降不同等原因引起的输入分压电容不均压和 输出不均流。 为了确保输入分压电容上的电压均压，只要保证其中只分压电容电压为 。2 就可以了，由于c 。，与输入电源共地，因此可选择c 。，上的电压作为受控 对象，使其电压为k 。，2 。图2 1 3 是一种将c 。上的电压作为控制对象进行均压 控制的三环控制策略框图，它包括一个公共的输出电压环和公共的输入均压环， 每个全桥变换器还有单独的输出电流环。圪，为输出电压的采样值：世，。圪。为 分压电容的采样值，采样系数为彪。；足。2 为组合变换器输入电压的采 南泉航空航天大学硕i j 学位跑史 样值，它是均压环的给定值，其采样系数是e 。，上电压采样系数的一半，为 k 。2 ，阻实现c 。：上电压为输入电压的一半。输出电压环的输出作为各自变 换器电流内环的给定值( f + ) ，输入均压环的输出来调节电流内环的给定值，从而 来实现输入电压的均压。两锯齿波通过外同步电路移相1 8 0 。，以实现变换器的 交错控制。 均压原理是：当k 。：2 时，均压环的输出圯一，为负，它使1 # 模块的电 流内环的给定值一。+ 一。减小，与此同时2 撑模块的电流内环的给定值 。一一。增大，所以l # 模块的抽取电流将减小，2 # 模块的抽取电流将增大， 与此同时巴，的电压将增大，c 。：的电压将降低，从而达到分压电容上电压的均 压；同理，当，：圪2 时，同样将取得分压电容均压。 图2 1 3 三环控制原理图 仿真验证了这一方法的可行性，图2 1 4 是该组合变换器三环控制时仿真得 到的输入分压电容均压和输出均流以及输出电压波形。仿真参数为： 三，j2 1 5 a h 、0 2 = 2 0 , u h 、t l = z = 5 a l l 和p i = 2 = 3 6 v 。 图2 1 5 是谐振电感不同时得到的仿真波形，仿真参数为：l ，：7 t a h 、 上，2 2 5 a l l 、与l = 02 = 2 0 1 t h 和l = 2 = 3 6 v 。 图2 ，1 6 是锯齿波不同时得到的仿真波形，仿真参数为：v ，：3 6 v 、 2 = 3 7 9 v 、 = 2 = 5 , u h 和上n = 三n = 2 0 1 a l l 。 从图2 1 4 - 2 1 6 可看出尽管有参数的不匹配，用提出的三环控制策略能很好 地实现i s o p f b 变换器输入分压电容上电压的均压和输出电流的均流，并且从 高输入电压人功率d c d c 变换器的研究 图2 1 4 滤波电感不同时三环控制的仿真波形 图2 1 5 谐振电感不同时三环控制的仿真波形 南京航空航犬大学硕士学位论文 图2 1 6 锯齿波不同时三环控制的仿真波形 图可看出系统实现了交错控制。 实际上，也可以只用一个输出电压环和一个输入均压环也可实现对组合变 换器输入分压电容电压均压和输出电流的均流，它的均压原理是通过均压环直 接来校正两模块占空比的大小，而没有通过电流环来校正，从而来实现组合变 换器输入分压电容电压的均压。对于这种电压模式，由于输入电压的变化要经 过输出滤波电感电容的相移延时作用，因此它的动态响应比较慢，而电流模式 输入电压的变化直接就使电感电流变化，不需经过电感电容的相移延时作用， 因此电流模式对输入扰动的响应速度快于电压模式的响应速度，因此我们采用 上述带电流环的三环控制策略。 2 7 本章小结 本章详细地分析了交错控制的i s o p f b 变换器的输入输出特性以及影响该 变换器输入分压电容不均压和输出不均流的原因，在此基础上提出了一种新的 控制方案，它能实现分压电容的均压和输出电感电流的均流，仿真验证了分析 和所提控制方案的正确性。交错控制的t s o p f b 变换器有以下优点： 高输入电艟大功率d c d c 变换器的研究 1 ) i s o p 。f b 变换器是两模块组合而成，因此系统的功率处理能力变犬； 2 ) 开关管的电压应力为输入电压的一半，因此i s o p f b 变换器适合于高 输入电压大功率场合； 3 ) 由于是交错控制，纹波抵消效应使输出电流纹波大为减小，因此泼计 的滤波电容可以减小； 4 ) 两模块均采用移相控制，所有开关管都可以实现z v s ； 5 ) 由于实现了均压均流，电压应力和热应力能均匀分布，所以系统的可 靠性得到提高。 南京航空航天人学硕上学位论文 3 1 引言 第三章 is o p - f b 变换器建模、设计与仿真 设计一个系统，无论是线性系统还是非线性系统，必须要考虑以f 性能： 稳定性，稳态性能，动态性能和抗干扰性能。这些性能在理论上可以通过系统 的数学模型体现出来，稳定性决定于系统开环传递函数的相位裕量和幅值裕量； 稳态性能一般是通过系统的稳态误差来体现的，而影响稳态误差的因素是系统 丌环传递函数的低频增益，基准误差和取样误差；动态性能决定于系统开环传 递函数的带宽；抗干扰性能决定于系统开环传递函数的高频增益。由于功率变 换器是一个强非线性时变系统，因此变换器电路数学模型的建立较线性电路要 复杂得多。 一般来说，d c d c 变换器的建模方法分为两大类 2 h ，一类称为数字仿真法， 执行数字仿真法需利用计算机辅助来完成，它的优点是准确度和精确度都高， 缺点是物理概念不甚清楚，对设计的指导意义不大；一类称为解析建模法，它 又分为状态空间平均法、电流注入等效电路法、三端等效电路法、离散平均模 型法和等效受控源电路法等等。 因为移相控制全桥变换器本质上是b u c k 型变换器，而交错控制的i s o p f b 变换器在原理上相当于两个独立的全桥变换器，基于此，本章仿照b u c k 变换 器的小信号模型推导方法，用电流注入等效电路法推导出f b 变换器的小信号 模型，再仿此推导出i s o p - f b 变换器的小信号模型及其一系列传递函数，接着 对三环控制电路进行小信号建模，并对补偿网络进行设计，最后用设计的参数 对该变换器进行仿真。 3 2is o p f b 变换器小信号模型 3 2 1f b 变换器小信号模型2 2 由电路的非线性部分向线性部分注入的平均电流产生预期的电压，其中， 非线性部分包含了开关器件( 开关管和二极管) 和滤波电感，剩下的负载r ，与滤 波容c 就是线性部分，这就是电流注入等效电路法的根本思想。基于此思想， 高输入电压大功率d c d c 变换器的研究 在电感连续状态f ，对如图3 1 ( a ) 所示的b u c k 变换器建立一组方程，电感电压 及电流方程为： 。讲 0 瓦“，一- - v a ，a t l ，石2 - - v o 0 f 西f ( 3 1 ) 吐瓦f e 其中，l ，为滤波电感，i 为开关周期，v o 为输出电压，为输入电压，d ，为开 关管的占空比。由式( 3 1 ) 可推出一个开关周期内的状态平均方程为： o 罢刊。( 小( 卜似一k ) = 饥一k ( 32 ) 又由图3 1 ( a ) 知输出电压： k = ( 鲁卜 b ， 开关管中的电流为电源向电路注入的电流，其平均值为： i v 。= 喝( 3 4 ) 令： 一= d + d l ，i = + f ，v 。= 圪+ 1 0 ，v j 。= + 吒( 35 ) 其中上标表示引入扰动，d 、i 和为变换器稳态时的值，它们有以下关系： j d 2 圪，圪( 36 a ) l ，= 圪r t a ( 3 - 6 b ) 将式( 3 5 ) 的各等式分别代入式( 3 2 ) 、( 3 3 ) 和式( 3 4 ) ，略去二阶扰动量后求 拉氏变换有： 。= d ；+ 叠 s l f ；= d 0 j ，+ y j ，a 1 一；，0 i 1 、 ；。2 l + r s r i d 万j 由式( 3 7 ) 可画出如图3 1 ( b ) 所示的b u c k 变换器在电感电流连续状态下的小 信号等效电路图。 因为f b 变换器是b u c k 型电路，由第二章知f b 变换器的有效占空比为： 裔卜。，纠 b s ， 南京航空航天大学烦上学位论文 ( a ) b u c k 变挟器( b ) b u c k 变换器小信号等效电路 图31b u c k 变换器拓扑及其小信号等效电路 从上式知，d 。是原边占空比d 、输入电压和电感电流五的函数，所以 f b 变换器的有效占空比d e 的扰动并不等于原边的占空比d 的扰动，d 、 、 三者的扰动都对眈的扰动有影响，分别求这三者对耽的扰动后求和即为总的 晚的扰动，因此建立f b 变换器小信号模型必须考虑上述三者扰动。 记4 ，以，d d 分别为，f ，。，d 对现的扰动，由式( 3 ，8 ) 7 得： ：4 l ，? “r2 一菥o ( 39 ) 2 胛。r 1 1 一卿 n 2 l ， 惫 蒜城 ， ( n 2 子( 卜d ) )( 3 1 0 ) l ， 、 7 玉= ( 1 一 玻) i * 毒( n 2 f l r 噬) ( 3 1 1 ) 所以有： 之= 以+ 岔+ c i ，幺精吒一i 4 l r r i 。, ( 3 1 2 ) 将图3 1 ( b ) 中的、童和t 。分别用n 、o 。和t 。n 替代并适当的变换就 可得到如图3 2 所示的f b 变换器的小信号等效樽犁。 图3 2f b 变换器小信号等效电路 高输入电压大功举d c d c 变换器的斜宄 3 2 2 ls o p f b 变换器小信号模型2 3 由第二章知，i s o p f b 变换器从原理上相当于两个独立的全桥变换器，只 是每个全桥变换器的负载相当于组合变换器负载的l 2 ，每个模块的输入电压 为2 。依照上一小节f b 变换器小信号建模的思想，可得到如图3 3 所示的 i s o p f b 变换器的小信号等效电路。 图3 3 s o p f b 变换器小信号等效电路 屹 r m 其中为该组合变换器的输入电压，其扰动量为睡：i “g 为输入电流的扰动 量；分压电容上的电压扰动量分别为i ，和也；谐振电感l ，。= l r ：= l ，滤波电感 1 = ，：= ，组合变换器稳态时的两模块副边有效占空比为d e l 和玩2 。由第 二章知两模块完全匹配时见、= 皿2 = 现，i s o p - f b 变换器两变压器原副边匝比 均为 ：两模块原边占空比、电感电流、分压电容上电压分别对各自副边有效 占空比的扰动分别为：元。、元：、童。、童：、0 ，和邑：，并且有： = 厶= 老1 _ (313)4 2 n 屯 7 之。= 童，元：= 之 ( 3 1 4 ) d a n 8 。l 7 i ( 3 1 5 ) 南京航空航天大学硕卜学位论文 珏- m 蕞? i ： d 珏v 器。 - 。而声l v 。 1 瓦6 l i i 2m 玎r 。z ，2 帚2 式中。、：分别为两模块在稳态时的电感电流，且：，j ，：，：盟。 “ “4 n r “ 3 2 3i s o p f b _ z v s p w m 变换器的小信号模型框图 参考图3 t 3 可列出下列式子： 吉( q ) = s ,