（信号与信息处理专业论文）moccii及其高频非理想特性研究.pdf

i 摘要 本文在参阅了大量相关学术资料， 总结了基于电流传输器和多端输出第二代电流 传输器的发展概况，借鉴了前人在相关方向的研究成果并基于 cc 器件的发展及国内 外学者研究的实际情况，从扩展 cc 器件的带宽入手，采用各种可行的方法来提高 moccii 的频率特性， 大量仿真结果以及 tapeout 结果验证了研究的合理性和正确性。 本文的主要创新性工作如下： 1）对于电流传输端，为了提高高频特性，提出了采用在从 x 端传输到 z 端的电 流镜中加一个可调电阻的方法。电流镜中加入可调电阻，就使得电流镜的传输函数由 一阶系统变成为可调极点的二阶系统， 调节电阻大小， 使得极点远离 s 域平面的原点， 从而提高电流镜的频带宽度。 2）对于电压传输端，为了提高它的电压跟随性能、改善高频非理想特性，提出 了如下三种新的 moccii 高频补偿方法，pspice 和 hspice 仿真结果表明，这三种 方法都有很好的补偿效果： i采用源极电容耦合放大器的方法，即 scca（source capacitively coupled amplifier）的方法。这种方法的主要思想是：把没有经过补偿的原从 y 到 x 的电压 传输视为低频传输，然后增加的 scca 视为一个频率相对较高的带通传输，那么，叠 加的传输曲线就是一个频率特性得到改善的曲线。 ii基于多正切曲线原理的并行差分对补偿法。这种方法的思想是：基于多正切 曲线原理，对于 moccii 的 y 端到 x 端之间的电压关系直接采用极点拉伸法，即在 moccii 的 y、x 端再并联多个差分对管，使得 x 端与 y 端电压传递函数的极点远 离原点，从而改善电压传输特性。 iii也是采用在电流镜中加一个可调电阻方法。但是，它采取的是在从 y 端传 输到 x 端的电流镜中加一个可调电阻的方法。 3）在国内的 cc 集成器件的研究中，首次单独对经过高频补偿的 moccii 模块 进行流片，并计划在芯片流出后对它的性能进行详细的测试。这次研究，硬件部分参 与了上海集成电路设计中心的 mpw，采取的工艺是华润上华的 csmc 0.6um mixed mode 工艺，采用的是 2 poly 2 metal，i/o voltage 和 core voltage 都是 5v。流片前对 moccii ic 的版图进行了详细的设计，计划拿到样片后对流片后的 ic 作详细的性能 测试。 关键词：电流模式；流片；电流传输器；moccii；高频补偿 ii abstract in this paper lots of related academic data are inquired, the development of current conveyor and moccii is summarized, the former related researched fruits are utilized, and based on the existing researched status various methods that can improved frequency characteristics of moccii are introduced, which is started from expanding bandwidth of cc parts. the results of simulations and tapeout verify rationality and correctness of the research. the main innovations of the thesis are as follows: 1) for current transfer ports, in order to improve the frequency characteristics adding a tunable resistor in current mirrors is adopted, which makes the first order system of current transfer function of the current mirrors become second order system with adjustable poles, and by controlling the resistance, lets the poles keep away from the origin in the plane s, consequently improves the bandwidth of the current mirrors. 2) for voltage transfer port, in order to improve characteristics of voltage follow and non-ideal hf, three novel methods of hf compensation of moccii such as follows are advanced, and the results of pspice and hspice simulations show their nice compensation effects: i. source capacitively coupled amplifier compensation method, namely scca. the main idea of the method is as follows: the original voltage transfer from y to x that is no compensated is taken as low frequency transfer, then the added scca is looked as band-pass transfer, consequently the piled transfer curve is the one, which is improved in frequency characteristics. ii. parellel differential pairs compensation method based on “multi-tanh curve” principle. the main idea of the method is as follows: based on “multi-tanh curve” principle, pole extending method is adopted for voltage relation of moccii from y port to x port, namely we add the several parallel differential pairs between the terminals x and y to let the poles of transfer function between the port x and y keep away from the origin in the plane s, so voltage transfer characteristics are improved. iii. adding a tunable resistor in current mirrors is also adopted, but the tunable resistor is added in the mirrors from y port to x port. 3) tapeout of only moccii module after compensation is firstly done in those researches of cc integrated elements at home and lots of tests of the chips performances are planed. hardware of the research takes part in mpw of shanghai research center for integrated circuit design, and the adopted process is csmc 0.6um mixed mode, which is 2 poly 2 mental and 5v core voltage. the layout of moccii ic is designed in detail before tapeout, and the performances of ic after tapeout are tested when sample chips are brought back. key words: current-mode; tapeout; current conveyor; moccii; hf compensation 湘潭大学湘潭大学 学位论文原创性声明学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的 研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均 已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名： 日期： 年 月 日 学位论文版权使用授权书学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借 阅。 本人授权湘潭大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行 检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 涉密论文按学校规定处理。 作者签名： 日期： 年 月 日 导师签名： 日期： 年 月 日 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 1 页 共 65 页 第一章 绪论 1.1 引言 1968 年， 加拿大学者 k.c.smith 和 a.sedra 提出了一个新的模拟标准部件电流传 输器（current conveyer，简称 cc 器件） 1。cc 器件是四端口（可能五端）集成器件， 它是最早被提出的电流模式万用功能块。1970 年，smith 和 sedra 又提出了第二代电流 传输器 6， 即 ccii。 1996 年， wu 等人引入了多端输出的第二代电流传输器 （multi-outputs ccii，简称 moccii） 27。 电流传输器是一种功能性很强的标准部件， 将电流传输器与其他电子元件组合可以 十分简便地构成各种特定的电路结构，实现模拟运算、阻抗变换、有源滤波、信号产生 和处理等多种模拟信号处理功能 23。而且，由于电流传输器是一种电流模式电路，模 拟电路的设计者们发现电流传输器能提供很多优于通用运算放大器的电路性能。 模拟技 术中的几种最基本的信号处理功能（加、减、比例、积分等）用电流传输器都可以方便 的实现。又由于电流传输器具有电压输入端和电流输入端，因而，利用 cc 器件既可以 方便地实现电压模式信号处理电路， 也可以方便地实现电流模式信号处理电路。 电流传 输器电路， 无论信号大小， 都能比相应的基于电压运算放大器的电路提供更大带宽下的 更高电压增益， 即更大的增益带宽积。 电流传输器为性能较高的复杂电路设计提供了另 一种方法，有助于开发一些新的电路。 本章对国内外电流传输器的研究及其发展作了详细的综述， 对与 cc 集成器件发展 非常重要的集成电路产业作了简要的介绍， 并对本文的研究内容和结构安排作了清晰的 阐述，接着简述了本文的创新性的工作。 1.2 cc 集成器件研究的发展及其现状 尽管 cc 集成器件从 1968 年提出到现在已经有了 38 年的时间，但是在上个世纪 90 年代以前，该器件的研究还没有引起足够的重视，主要原因是研究者们都还不是非 常清楚它能提供优于通用运算放大器的那些性能， 再加上当时的电子工业正致力于第一 代单片集成通用放大器的开发和应用， 因而就缺乏推动实现单片集成电流传输器的积极 性。由于没有实用的集成器件，大大限制了 cc 器件的应用。在 cc 提出后的 20 年内， 国内研究电流传输器的文章几乎没有， 国际上从事 cc 器件单片集成开发和应用研究的 人也不多。 1988 年， 英国人 wilson 在 ieee iscas 会议上提出了 wilson 电流镜及 supply current sensing 电流镜 4，人们才认识到它巨大的潜力和优越性。 实际上，cc 集成器件的发展与集成电路产业的发展是息息相关的，没有 ic 产业 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 2 页 共 65 页 的蓬勃发展，cc 集成器件的研究就不可能得到长足的进步。本课题研究的成果用 ic 实现，采用的工艺是华润上华的 csmc 0.6um 双阱工艺。 1.2.1 世界集成电路的发展 随着硅平面技术的发展，二十世纪六十年代先后发明了双极型和 mos 型两种重要 的集成电路， 它标志着由电子管和晶体管制造电子整机的时代发生了量和质的飞跃， 创 造了一个前所未有的具有极强渗透力和旺盛生命力的新兴产业，即集成电路产业。 自 1958 年美国德克萨斯仪器公司(ti)发明集成电路（ic）后，以集成电路为核心 的电子信息产业超过了以汽车、石油、钢铁为代表的传统工业成为第一大产业，成为改 造和拉动传统产业迈向数字时代的强大引擎和雄厚基石。1999 年全球集成电路的销售 额为 1250 亿美元，而以集成电路为核心的电子信息产业的世界贸易总额约占世界 gnp 的 3%，现代经济发展的数据表明，每 l2 元的集成电路产值，带动了 10 元左右电子工 业产值的形成，进而带动了 100 元 gdp 的增长。预计未来 10 年内，世界集成电路销售 额将以年平均 15%的速度增长，2010 年将达到 60008000 亿美元。 产业的发展、 市场的需求不断催生出先进的技术， 而先进的技术反过来又推动了产 业发展、拉大了市场需求。回顾集成电路的发展历程，我们可以看到，自发明集成电路 至今 40 多年以来， 世界 ic 产业为适应技术的发展和市场的需求， 其产业结构经历了三 次变革。 第一次变革：以加工制造为主导的 ic 产业发展的初级阶段。 70 年代，集成电路的主流产品是微处理器、存储器以及标准通用逻辑电路。这一 时期 ic 制造商（idm）在 ic 市场中充当主要角色，ic 设计只作为附属部门而存在。 这时的 ic 设计和半导体工艺密切相关。ic 设计主要以人工为主，cad 系统仅作为数 据处理和图形编程之用。 第二次变革：foundry 公司与 ic 设计公司的崛起。 80 年代，集成电路的主流产品为微处理器（mpu） 、微控制器（mcu）及专用 ic （asic） 。这时，无生产线的 ic 设计公司（fabless）与标准工艺加工线（foundry）相 结合的方式开始成为集成电路产业发展的新模式。一方面标准化功能的 ic 已难以满足 整机客户对系统成本、可靠性等要求，同时整机客户则要求不断增加 ic 的集成度，提 高保密性，减小芯片面积使系统的体积缩小，降低成本，提高产品的性能价格比，从而 增强产品的竞争力，得到更多的市场份额和更丰厚的利润；另一方面，由于 ic 微细加 工技术的进步，软件的硬件化已成为可能，为了改善系统的速度和简化程序，各种硬件 结构的 asic 如门阵列、可编程逻辑器件（包括 fpga） 、标准单元、全定制电路等应 运而生，其比例在整个 ic 销售额中 1982 年已占 12；其三是随着 eda 工具的发展， pcb 设计方法引入 ic 设计之中，如库的概念、工艺模拟参数及其仿真概念等，设计开 始进入抽象化阶段， 使设计过程可以独立于生产工艺而存在。 人们纷纷开始成立专业设 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 3 页 共 65 页 计公司和 ic 设计部门，一种无生产线的集成电路设计公司（fabless）或设计部门纷纷 建立起来并得到迅速的发展。同时也带动了标准工艺加工线（foundry）的崛起，全球 第一个 foundry 工厂是 1987 年成立的台湾积体电路公司， 它的创始人张忠谋也被誉为 “晶芯片加工之父” 。 第三次变革： “四业分离”的 ic 产业。 90 年代，随着 internet 的兴起，ic 产业跨入以竞争为导向的高级阶段， ic 产 业结构向高度专业化转化成为一种趋势，开始形成了设计业、制造业、封装业、测试业 独立成行的局面， 近年来， 全球 ic 产业的发展越来越显示出这种结构的优势。 而 ic 设 计企业更接近市场和了解市场， 通过创新开发出高附加值的产品， 直接推动着电子系统 的更新换代；同时，在创新中获取利润，在快速、协调发展的基础上积累资本，带动半 导体设备的更新和新的投入。ic 设计业作为集成电路产业的“龙头” ，为整个集成电路 产业的增长注入了新的动力和活力。 中国大陆在芯片设计方面仍较美国和中国台湾等先进的经济体落后多年， 但中国大 陆在这一领域的快速发展却正在吸引国内外知名企业的关注。 大陆的集成电路产业起步 于 20 世纪 60 年代，20 世纪 80 年代中期我国集成电路的加工水平为 5 微米，其后，经 历了 3、1、0.8、0.5、0.35 微米的发展，目前达到了 0.18 微米的水平，而当前国际水平 为 0.09 微米（90 纳米） ，我国与之相差约为 2-3 代。因此，我们必须加快发展集成电路 产业， 建立完整的集成电路产业链， 从而缩小与发达国家的差距并尽快赶上这些集成电 路强国。我们这次研究的集成电路设计采取的工艺是华润上华的 csmc 0.6um mixed mode 工艺。 1.2.2 cc 研究的发展及现状 1966 年， 加拿大学者 a.sedra 在其导师指导下做硕士论文， 当时正在参与一个可编 程仪器的设计工作， 第一任务就是设计一个电压控制的信号发生器， 但该信号发生器需 要的控制量是电流而不是电压， 于是他们就致力于电压电流转换器的研究， 在此过程 中，smith 和 sedra 就萌发了电流传输器的新概念。1968 年正式撰文发表 1，这标志着 电流传输器的出现。 该器件是一个 3 端口网络， 被称为第一代电流传输器， 即 cci， smith 和 sedra 用 5 个晶体管和 3 个电阻实现该 cci，但是其性能较差。1969 年，他们又用较 多的晶体管实现了第二个 cci 5，性能得到很大的改善。1970 年，smith 和 sedra 又提 出了第二代电流传输器 6，即 ccii，指出了 ccii 在 vcvs（电压控制电压源） 、vccs （电压控制电流源） 、cccs（电流控制电流源） 、ccvs（电流控制电压源） 、inic（负 阻抗变换器）及回转器等有源网络系统中的应用，同时也给出了 ccii 在电流放大器、 电流微分器、电流积分器及电流加法器等模拟计算电路中的应用，而且它更为通用，且 y 端电阻为无穷大，但是在实现该器件时用了较多的晶体管和电阻。次年，g.g.a.black 等人用电阻、晶体管和运算放大器实现了 ccii 7。到了八十年代末，随着超大规模集成 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 4 页 共 65 页 电路的发展，国内外学者及工业界掀起了对 ccii 及其滤波器研究的热潮，1978 年， m.sharif-bakhtiar 等人提出了只用 5 个运算放大器和 13 个电阻实现的 ccii 电路 8，虽 然减少了元器件类型，但是很不实用。1980 年，r.senani 在此基础上提出了一种当时 比较流行的 cc 实现电路，但它采用 oa 和 ota 两种有源器件，特性差且驱动负载能 力弱 9。 1984年b.wilson用一个oa和一对电流镜实现了两个性能较好的同相型ccii10， 即输出端电流与输入端电流相位相同，它的提出，对于 cc 器件实现电路的性能上有了 很大的改善，1985 年，他又提出了反相型 ccii，它是在前述同相 ccii 的基础上增加一 对电流镜来实现的。同年 a.fabre 和 g.normand 分别采用电流镜提出了基于 gilbert 线 性传输单元电路的 ccii 实现方案 1112，使电流镜性能得到提高，但 y 输入端等效的电 阻比较小，后来 wilson 在此基础上作了改进 1314，是 cc 集成器件最后普遍采用的拓扑 结构。 1989 年，第一块商用 cc 集成芯片试制成功，命名为 pa630，它是由加拿大学者 d.c.wadsworth 提出的结构而且做出了芯片的 15，有 16 个引脚，集成了第一代和第二代 的同相和反相 cc，该芯片的频带宽度和稳定性都超过了集成运算放大器。同年，印度 的 k.pal 提出了两种改进型的 ccii 16， 一种是 doccii， 即双输出 ccii， 它综合了 ccii+ 和 ccii-的功能， 用了 3 个 oa 和 9 个电阻来实现； 另一种为 dvccii， 即差动电压 ccii， 它是在 doccii 的基础上增加一个 y 输入端， x 端用来实现两个 y 端的差分跟随。 1991 年 surakampontornt 等提出了适用于大规模集成的高精度 cmos ccii 17，该电路所使用 的所有 pmos 及 nmos 的沟道长宽比均为 60m/3m，流片及封装后大约在 1mhz 处能很好地满足ccii的理想端口特性， 该电路结构简单、 精度高且便于扩展成moccii。 次年，又是 surakampontorm 等人提出了电流传输比可调的改进型 cmos ccii 18，简记 为 ecccii，它比普通的 ccii 多了一个电流控制端，使用更加灵活。1993 年 cheng 提 出了适用于低电压（3v）下工作的 cmos ccii 19，该电路采用了 x 与 y 端之间的直流 漂移消除电路。用 1.2m 工艺参数对该电路进行模拟表明，该电路在 13mhz 内能很 好地满足理想ccii端口特性， 但文献 19中电路较文献17中的电路复杂。 1994年， a.a.khan 等人提出了 ofcc 20，即运算浮地 ccii，并用 oa 和晶体管实现，它能很方便的实现电 压、电流、跨导放大器等基本的 ic 单元。1995 年，fabre 提出了 cciii 21，即第三代电 流传输器，该器件非常适合作电流传感器使用，fabre 用两块 doccii 实现他提出的 cciii。次年，w.chiu 等人提出了两种基于 cmos 的 ddcc 22，即差动微分 cc，它能 方便的实现平方、平方根、乘积等模拟运算。 自 1970 年 sedra 与 smith 提出第二代电流传输器（ccii）以来 6，ccii 在电流模式 电路与信号处理中有着十分广泛的应用 2326。 但 ccii 存在一个明显不足： 由于它只有单 端输出，不能兼顾电流的直通与反馈，如果实现反馈有可能破坏其高输出阻抗特性。于 是在1996年， 吴杰等人在ccii的基础上， 通过扩展电流镜输出端的方法引入了moccii 电路 27，即多端输出 ccii，并用 cmos 实现了双输出的 moccii，提出的电路应用到 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 5 页 共 65 页 阶梯滤波器的设计中，使得电路的设计更加简单实用。 1997 年，文献 28提出性能得到改善的 cmos ccii 实现方案，该电路功耗低、带宽 高；文献 29提出了两种新的 cmos dvccii 实现电路，该电路的特点是非常适合测量差 动或浮地信号的场合。1998 年，ismail 等人提出了新的宽带 cmos ccii 实现电路 30， 该电路 x 端输入电阻只有 8， 电压电流跟随特性比较好， 非常适合电流模式电路的信 号处理。 2000 年在日内瓦举行的 ieee 电路与系统国际学术年会会刊上发表了一篇关于 宽带 ccii 的文章 31，该实现电路充分利用了双极晶体管和 cmos 各自的优点，使 ccii 带宽提高到 1ghz，这在宽带 ccii 的研究中迈出了重要的一步。也是在这次年会上， 文献 32提出了 ucc 的概念，即通用 cc，它是一个 8 端口电流传输器件，是一种功能齐 全的新型 cc 器件， 涵盖了以前提出的几种类型的 cc， 文章中还给出了 ucc 的实现电 路，但是它的功耗大、频率特性很差。2002 年，i.lettenberg 等人又用全双极晶体管实 现了正相和反相第三代电流传输器 cciii+和 cciii- 33，该电路具有良好的跟随特性，z 端输出电阻高，可以达到吉欧数量级，功耗不超过 5mw。 2002 年，国内学者王春华等提出了基于 ccii 的多环反馈电压模式滤波器的系统设 计方法 34，通过这种方法可以实现各种结构的低通滤波器设计，使研究者对 cc 器件在 滤波器设计的应用中认识更深更广。2003 年，mita 等人提出了工作在 1.5v 电源电压下 的 ccii+ 35，它的输入和输出都是基于 rail-rail 结构，且有较好的频率特性，但是电路 结构比较复杂。2004 年，文献 36提出了一种 ccii 的补偿方案，它采用的是浮地电感的 方法，但是在现代集成工艺中，浮地电感占用的芯片面积太大，而且这种方案实现起来 较复杂。2005 年，mahmoud 等提出了数字控制 fdccii 37，即数字控制全差分 ccii， 从而使 ccii 的应用范围扩展到数字领域， 而且提出的电路适用于低电压低功耗的场合。 总结所有关于多输出第二代电流传输器的文章， 我们可以知道， moccii 是在 ccii 电路基础上通过增加电流镜输出端而成， 因此，moccii 的电路实现的核心是 ccii 电路的实现。到目前为止，已经有许多形式的 ccii 电路见诸报道，概括起来，大致可 分为以下四类（这里不含差分式电流传输器电路和电流控制电流传输器） ： （1）电路结 构简单的 ccii 电路 10,3940； （2）低电压、低功耗的 ccii 电路4144； （3）高精度的 ccii 电路 4548，这些电路一般考虑了 mos 管沟道调制效应对 x 与 y 端的失调电压或者考虑 到了 x 端寄生电阻的影响； （4）宽带 ccii 电路 30,49，文献49中的 ccii 电路的-3db 带宽 能达到 700mhz。由于宽带 ccii 电路的工作频率高、频带宽，从而在高频电子学电路 中有着重要的应用。本文研究的重点是宽带 ccii 电路及其实现方法。 1.3 本文的课题来源、研究意义、内容和结构安排 1.3.1 课题来源、研究意义和内容 本论文的课题来源是湖南省自然科学基金资助项目。 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 6 页 共 65 页 电流模式电路在模拟信号处理中有许多电压模式电路不可比拟的特性， 而电流传输 器是电流模式电路中应用非常广泛的标准器件， 所以目前电流传输器是国内外学者在电 流模式电路研究中的重点。宽带 ccii 电路的工作频率高、频带宽，从而在高频电子学 电路中发挥着重要的作用， 特别是频带宽这一特性加上前述电流模式电路在模拟信号处 理中的优点，使得 cc 器件的信号处理能力更强、应用更加广泛。举例来说，目前在宽 带无线通信中，蓝牙和 wimax 是世界主流大公司研究的热点，把宽带 cc 模块应用到 无线前端的滤波器的设计中，cc 模块用现在主流的 cmos 工艺实现，芯片面积小、而 滤波性能好。虽然目前国内外学者对 ccii 集成器件模块的研究很多，但是大多只考虑 cc 器件的理想特性或电压、电流跟踪误差，或假设 ccii 是单极点模型，有的对此提 出无源补偿电路 50，有的在此基础上对 ccii 构成的积分器进行有源补偿或者无源补偿 51，但极少有考虑模块本身的非理想特性的，因此对 ccii 器件模块本身进行补偿研究 的文章很少。 moccii 模块虽然在很多方面得到较大的改进， 但是 moccii 模块和 ccii 模块一样也存在电压、电流跟踪误差，电压、电流传输高频时存在相移误差，这些都是 moccii 或 ccii 的非理想特性。moccii 的非理想特性会引起积分器相位和幅值的误 差，这些都将导致滤波器技术性能的偏差，尤其是在高频信号输入的时候。这些非理想 特性就限制了电流传输器的应用范围。 如果能够提出具有更好频率特性的 cc 模块或者 能够对已经提出的 ccii 模块本身进行高频补偿，从而扩展 cc 器件的应用范围，这样 的工作是非常有意义的， 它大大增加了 cc 集成器件的可实用性， 具有很好的应用前景。 基于 cc 器件的发展及其研究现状，结合国内外学者研究的实际情况，本文主要是 从扩展 cc 器件的带宽入手，采用各种可行的方法提高 moccii 的频率特性，仿真结果 以及 tapeout 结果验证了研究的合理性以及正确性。本文的主要研究内容如下： 1）阅读大量有关 cc 集成器件及其应用的文献，学习模拟集成电路设计的专业知 识，总结有关电流传输器的研究成果，开阔自己的视野，拓广自己的思路，为自己进一 步的研究夯实基础。 2）对 moccii 模块的电压传输端进行高频补偿。电压从 y 端传输到 x 端，由于晶 体管的非线性特性，使得电流传输器模块工作频率提高时，x 端对 y 端的电压跟随性 能很差， 这就需要对电压传输端进行高频补偿。 本文采用了三种方法进行电压传输端的 高频补偿。 3）对 moccii 模块的电流传输端进行高频补偿。电流传输端从 x 端到 z 端（包括 正相和反相） ，也是由于晶体管的非线性特性，使得电流传输器模块工作频率提高时， 电流传输端的高频跟随特性很差， 所以需要对正相和反相电流传输端进行高频补偿。 本 文对正相和反相传输端都采用同一种方法进行补偿，且这种补偿方法的效果非常明显。 4）对本次研究成果进行 tapeout。这是本文研究的硬件部分，为了更好的验证本文 研究的正确性，为了能使本研究的成果更快的走向应用，因此对研究成果进行流片，我 们所采用的工艺是华润上华 csmc cmos 0.6um mixed mode 工艺，并计划对芯片进行 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 7 页 共 65 页 性能测试。 5）对 tapeout 的 ic 进行版图设计。在芯片拿到上华公司进行流片之前，必须进行 版图设计，并且对设计好的版图进行后验证。我们采用的是 tanner 公司的 l-edit 进行 版图设计的。 6）对 cc 器件的应用进行研究。如前所述，cc 器件的应用范围非常广泛，特别是 在滤波器的设计中，非常方便的构造低通、高通、带通等滤波器，或者用来设计多功能 滤波器，所用器件少、功能好。本文对于 cc 器件在这方面的应用也进行了深入的研究 和总结。 1.3.2 结构安排 本文的结构安排如下： 第一章绪论部分，主要使对本文研究的对象作简要的介绍，然后对与 cc 集成器件 发展有重要推动作用的集成电路产业现状作简单的阐述， 接着对国内外 cc 器件的研究 现状、发展方向及应用做了详细的综述，最后阐述了本文的研究意义、内容、结构安排 和本文的创新性工作。 第二章是 bjt 和 mos 晶体管模型， 电流传输器的非理想高频特性产生的原因在于 晶体管特定的物理性质，本章就主要研究晶体管的一些特性，并对各种模型作了分析。 第三章是电流模式电路和电流传输器，先主要介绍了电流模式电路的发展以及研 究，接着进入到本文研究的对象，即电流传输器的研究中。详细的介绍了从第一代到第 三代 cc 的特点，并对 cc 在模拟信号处理中的应用作了详细的研究。最后，对 cc 在 滤波器中的应用进行了详尽的分析。 第四章为 moccii 及其高频特性研究，本章主要研究了电流传输器的非理想特性， 其中重点研究了高频非理想特性。 第五章是 cmos moccii 的高频补偿，本章介绍了多输出第二代电流传输器电压 和电流传输不同的补偿方法， 并针对各种补偿方法作出相应的仿真， 验证研究的正确性、 合理性，整个仿真是在 synopsys 仿真软件 hspice 环境下进行，最后分析了补偿以后 的 moccii 模块的应用。 第六章高频补偿后的 cmos moccii 的流片为本研究的硬件部分，给出了本文 ic 版图设计的过程，并对流片后的芯片进行测试。结果表明，经过高频补偿的 moccii 的频率特性得到很大的提高。这次流片，我们所采用的工艺是 csmc cmos 0.6um mixed mode 工艺，参与了上海集成电路设计中心的 mpw。 1.4 本文的创新性工作 本文的主要创新工作如下： 1）对于电流传输端，为了提高高频特性，提出了采用在从 x 端传输到 z 端的电流 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 8 页 共 65 页 镜中加一个可调电阻的方法。 电流镜中加入可调电阻， 就使得电流镜的传输函数由一阶 系统变成可调极点的二阶系统，调节电阻大小，使得极点远离 s 域平面的原点，从而提 高电流镜频带宽度。 2）对于电压传输端，为了提高它的电压跟随性能、改善高频非理想特性，提出了 如下三种新的 moccii 高频补偿方法，pspice 和 hspice 仿真结果表明，这三种方法 都有很好的补偿效果： i采用源极电容耦合放大器的方法，即 scca（source capacitively coupled amplifier）的方法。这种方法的主要思想是：把未经补偿的原从 y 到 x 的电压传输视 为低频传输，然后增加的 scca 视为一个频率相对较高的带通传输，那么叠加的传输 曲线就是一个频率特性得到改善的曲线。 ii基于多正切曲线原理的并行差分对补偿法。这种方法的思想是：基于多正切曲 线原理， 对于moccii的y端到x端之间的电压关系直接采用极点拉伸法， 即在moccii 的 y、x 端再并联多个差分对管，使得 x 端与 y 端电压传递函数的极点远离原点，从 而改善电压传输特性。 iii也是采用在电流镜中加一个可调电阻的方法。但是，它采取的是在从 y 端传 输到 x 端的电流镜中加一个可调电阻的方法。 3）在国内的 cc 集成器件的研究中，首次单独对经过高频补偿的 moccii 模块进 行流片，并计划对芯片性能进行详细的测试。这次研究，硬件部分参与了上海集成电路 设计中心的 mpw， 采取的工艺是华润上华的 csmc 0.6um mixed mode 工艺， 采用的是 2 poly 2 metal，i/o voltage 和 core voltage 都是 5v。流片前对 moccii 芯片的版图进 行了详细的设计，计划拿到样片后对流片的芯片作性能测试。 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 9 页 共 65 页 第二章 bjt 和 mos 晶体管模型 2.1 引言 本论文研究 moccii 及其高频非理想特性， 首先需要一些 bjt 和 mos 晶体管模型 的基础知识， 因为正是晶体管在不同频率下特定的物理特性导致了电流传输器的高频非 理想特性。而 mos 晶体管型电流传输器又是本论文的研究重点，因此在这里重点的介 绍了 mos 晶体管的模型，其中包括了 mos 晶体管的模型电路以及 spice 模拟模型。 2.2 bjt 模型 双极型晶体管指常说的 npn 和 pnp 三极管，这种晶体管由两个 pn 结组成，电子 和空穴两种极性的载流子在导电中都起重要作用，所以称为 bjt，即 bipolar junction transistor，也称作双极结型晶体管。bjt 的模型可分为大信号模型（也称直流模型）和 小信号模型（也称交流模型） ，在这里只分析小信号模型。 交流模型又可分为低频小信号模型和高频小信号模型。 正是因为晶体管在不同频率 下有不同的模型，才导致 ccii 的一些非理性特性，因此有必要分析一下它在不同频率 下的模型。 将晶体管在放大区小工作范围内进行线性化得到小信号模型， 它是一种线性 模型。小信号模型分两类，一类是从线性四端网络理论出发得到的，另一种是从器件的 物理结构得出来的，图 2.1 给出了由四端网络理论得到的共射 h 参数等效电路。h 参数 是一组混合量纲参数，可以在一定测试条件测量出来。 图 2.1 双极型晶体管低频小信号等效电路 图 2.2 双极型晶体管高频小信号等效电路 c c r gmv rce e - + b e + - rbe vbe + - hrevce rce ib ic ib c c rb b b 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 10 页 共 65 页 图 2.2 是双极型晶体管高频小信号等效电路，它是以物理模型为基础而得出的。因 为考虑了晶体管的极间电容， 所以在分析电路的高频特性上非常有用。 由上面两个模型 等效电路可以得出， 双极型晶体管在高频小信号输入时， 不可避免地要考虑极间电容的 影响，随着频率不断升高使得输出信号相位和幅度不再是线性变化。 2.3 mos 模型 图 2.3 mos(n 型)结构示意图 传统的 mos 晶体管是以硅为衬底材料，以二氧化硅为绝缘层，以金属铝或重掺杂 的多晶硅为栅，所以称为金属-氧化物-半导体场效应管。图 2.3 为 nmos 管的结构示意 图。由于 mos 集成电路的工艺比较简单，集成度高，功耗低，所以它是超大规模集成 电路的主要器件。mos 器件在电流模式电路中起着非常重要的作用，常用于电流模式 电路的设计中。mos 晶体管的模型分为大信号模型和小信号模型。 2.3.1 mos 晶体管大信号模型 mos 场效应管模型有四种类型：n 沟增强、p 沟增强、n 沟耗尽、p 沟耗尽。mos 集成电路的工艺比较简单，集成密度高，所以是超大规模集成电路的主角。和双极型晶 体管一样，mos 管在高频小信号输入时也要考虑栅源、漏源以及栅漏之间的电容影响， 这样随着频率不断升高，输出信号与输入信号之间不再是线性放大关系。 mos 晶体管的大信号模型特性可以用它的电流方程来描述，以 n 沟 mos 为例， 方程式如下： () = 0 2 ds ds tgs d v v vv l wk i tgs tgs vv vv （2.1） 0= g i （2.2） 多晶硅或铝 氧化层 源(s) 漏(d) p 型衬底 l 源(n+)漏(n+) 衬底(b) 栅(g) 湘潭大学硕士毕业论文 moccii 及其高频非理想特性研究 第 11 页 共 65 页 其中，id为漏极电流，ig为栅极电流，vgs为栅极电压，vds为漏极电压，w、l 分 别为沟道宽度和沟道长度，k 为跨导参数，它等于载流子的沟道迁移率 与单位面积 栅电容 c 的乘积，如下式所示： ck = （2.3） 而 c 可写成下式： xx tc / 0 = （2.4） 在式 2.4 中， 0 为真空中的介电常数， 112 0 1085. 8 =mf； x 为 2 sio氧化层的 相对介电常数，9 . 3= x ； ox t为氧化层的厚度。 vt为开启电压，可写为： ()+= bstt vvv 0 （2.5） 在式2.5中，nmos取“+” ，pmos取“-” ， 0t v是0= bs v时的开启电压；为体 效应系数，典型数值在0.3-0.7之间，其计算表达式为： cnq aox /2 0 =（对于nmos管） （2.6） cnq dox /2 0 =（对于pmos管） （2.7） a n为 p硅衬底的受主掺杂浓度， d n为 n硅衬底的施主掺杂浓度；为强反型 区的表面势，其表达式如下： = i a n n q kt ln 2 （ p衬底） （2.8） = i d n n q kt ln 2 （ n衬底） （2.9） 其中，q为电子电荷， 19 106 . 1 =q库仑； i n为本征载流子浓度，常温下硅本征载 流子浓度 310 1045. 1 =cmni；k为玻尔兹曼常数， 123 1038. 1 =jkk。 根据式 2.1，可以将 mos 管的工作状态分为三个区： a.截止区，此时vgsvt，但vds值很小，因此从式2.1可得到下式： () dstgsd v