（电力电子与电力传动专业论文）双副边绕组双功率桥高频链逆变器的研究.pdf

燕山大学f 学硕士学位论文 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fn e w e n e r g yr e s o u r c ee x p l o i t a t i o na n dh i g ha n d n e w t e c h n o l o g y s u c ha se n v i r o n m e n t a l p r o t e c t i o n , i n v e r s i o nt e c h n i q u e s e s p e c i a l l yh i g hf r e q u e n c yl i n kt e c h n i q u e ( h f l ) i sb e c o m i n gt h ef o c u so nt h e p o w e re l e c t r o n i c sa n dt h ek e yt e c h n i q u e i nc o m m u n i c a t i o np o w e rs o u r c e ， e x p l o i t a t i o n o fw i n de n e r g ya n ds o l a r e n e r g y t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h e d e v e l o p m e n tc o n d i t i o n ，r e s e a r c hs t a t u e so f t h eh f lf i r s t a n da n a l y z ef e a t u r e s o fs o m e t y p i c a ls i n g l ep h a s eh i g hf r e q u e n c y l i n ki n v e r t e r t h em a j o rr e s e a r c hi s o nd u a ls e c o n d a r yw i n d i n ga n dd u a lp o w e r b r i d g eh f l i n v e r t e lt h i s t o p o l o g y h a st h ef e a t u r e so fs i n g l e p o w e rs t a g e ，f e wp o w e rd e v i c ea n db i d i r e c t i o n a l p o w e r f l o w r e s e a r c h e db i p o l a rc o m b i n e dp h a s e s h i f t e dm o d u l a t i o na n da n i p o l a r i t y c o m b i n e ds p w mm o d u l a t i o n a n d a n a l y z e d t h e f o u r - q u a d r a n to p e r a t i o n p a t t e r no ft h i s b i d i r e c t i o n a lv o l t a g em o d eh f li n v e r t e r c o n t r o l l i n gi nt w o m o d u l a t i o n si nd e t a i l a n dd e s i g n e dt h ek e yf a c t o r so ft h em a i nc i r c u i ta n d c o n t r o lc i r c u i t t h es i m u l a t i o nr e s u l t so f r e s i s t i v el o a da n di n d u c t i v el o a db a s e d o ns o f i w a r e p s p i c e1 4 0 a i d e ra l l d e s i g n t h ee n v i r o n m e n t a ld e v i c ea n d p r o d u c et h ep c b t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t si n d i c a t et h a tt h ew h o l es y s t e mh a s a c h i e v e dt h e p r e d i c t e dp e r f o r m a n c e i t h a sl o wd i s t o r t i o no ft h e o u t p u t v o l t a g e ( t h d = 3 9 1 3 ) ，f a s td y n a m i cr e s p o n s ea n dg o o d d i s t u r b a n c er e j e c t i o n t h er e s e a r c hr e s u l t ss h o wt h a tt h es t r u c t u r eo ft h eh f li n v e r t e ri ss i m p l e ， c o n t r o l o p e r a t i o n i s f l e x i b l e ，l o a d i n ga d a p t a b i l i t yp o w e r f u l ，m o d e l i n g i s c o n v e n i e n c ea n dt h ei n v e r t e rc a l li m p l e m e n ts o i ts w i t c h i n ga n db i d i r e c t i o n a l p o w e r f l o w k e yw o r d si n v e r t e r ；h i g hf r e q u e n c yl i n k ( h f l ) ；c o m b i n e dp h a s e - s h i n e d ； u n i p o l a r i t y ；s i n u s o i d a lp u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ( s p w m ) i i 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1 引言 随着电力电子技术的蓬勃发展，逆变技术在工业、国防、交通等领域 得到了很广泛的应用，特别是在新能源的高效开发和利用方面，逆变技术 可将蓄电池、太阳能电池、燃料电池、风能、潮汐能等能源形式转化为电 能与电网并网发电，从而使其成为新能源开发和利用领域中的关键性技术， 日益得到人们的关注 1 3 l 。逆变电源始终追求的是高频、高效、高可靠和高 性能，在向“四高”聂标的进取中，不断出现技术的难点，也不断取得新 的突破【4 】。逆变器的发展经历了传统的低频环节逆变技术和高频链逆变技 术两个阶段。低频环节逆变技术，发展的比较早，技术比较成熟，但缺点 也很明显：高频链逆变技术可使逆变装置具有体积小、重量轻、效率高等 优点，近年来成为一个研究的热点。本章将对高频链逆变技术的发展和现 状进行简要总结，并对本论文的结构和主要研究内容做简要的介绍。 1 2 低频环节逆变技术 低频逆变技术主要包括：方波逆变、多重化逆交和脉宽调制逆变等， 它们的共同点是：在逆变器输出加一级工作频率等于输出电压频率的变压 器来实现电气隔离和调整电压比，一般该变压器工作在低频状态，故称这 一类逆变器为低频环节逆变器，当今大多数的不间断电源都是采用这种逆 变技术5 7 】。图1 - 1 所示为低频环节逆变器的结构框图嘲，该电路由逆变器、 工频变压器和输入、输出滤波器构成。虽然低频环节逆变器应用比较广泛， 可靠性高、技术成熟，但仍有许多不足之处p j ： ( 1 ) i 频变压器体积大、笨重； f 2 ) 输出滤波器体积大、笨重； ( 3 ) 装置产生音频噪声； ( 4 ) 对于输入电压及负载的波动，系统的动态响应特性差。 如果增加逆变器的开关频率至2 0k h z 以上，则可以克服缺点( 2 ) 、( 3 ) 。 燕山大学t 学硕十学位论文 但是工频变压器的体积和逆变器的开关频率无关，只和输出电压的频率有 关，因此提高逆变器的开关频率并不能减小变压器的体积。而提高逆变器 的开关频率反而会增加器件的开关损耗，带来e m i 问题。许多应用领域对 逆变器的要求越来越高，如低噪声、小体积、轻重量和高效率。因此，传 统的逆变技术在许多对体积、重量、噪音和性能要求较高的场合已不能满 足要求，必须研究新的逆变技术取代传统逆变技术。 上 a 非 1 t坩t l 蓄电池工频或高频逆变器低频变压器输出滤波器 图1 - 1 传统低频环节逆变器结构图 f i g 1 - 1 b l o c kd i a g r a mo f t r a d i t i o n a li n v e r t e r 1 3 高频链逆变技术的概念 为了克服低频环节逆变器的缺点，美国学者m r e s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出了高频链逆变技术的新概念【l 们，系统结构见图1 - 2 。该系统由一个 并联逆变器和十二只晶闸管组成的输出周波变换器组成。该系统最大的特 点是通过采用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离和电能的传输，从 而减小了变压器的体积和重量，降低了成本，提高了电能的利用率。 输出周波逆变器 图1 - 2 直流输入高频链逆变系统 f i g 1 - 2h i g h - f r e q u e n c yl i n ks y s t e mw i t hd ci n p u t 2 第1 章绪论 同时还将高频链的新概念扩展到多相交流输入和输出的系统，称之为 交流输入的高频链逆变系统。该系统由输入、输出两组周波变换器组成， 每组十二只晶闸管。电源向负载输出能量时，输入周波变换器工作在逆变 状态，而输出周波变换器工作在整流状态：而当负载向电源回馈能量时， 输入周波变换器工作在整流状态，输出周波变换器工作在逆变状态。该系 统有以下一些特点：高频电气隔离从而克服了低频变压器对系统特性的影 响；固有的四象限运行能力，可实现能量的回馈；简单可靠的自适应换流 能力，降低了系统的换流损耗；独立的有功和无功控制等等。 虽然m r e s p e l a g e 所提出的高频链逆变技术概念具有许多优点，然 而由于当时半导体器件的限制，工作频率局限在2k h z 4k h z 的范围，故 高频链逆变器优越性还未得到充分的体现。 1 9 8 0 年，m r j a l a d e 从另一个角度阐述了高频链逆变技术的拓扑结 构i j l 】，如图1 3 所示。并将高频链逆变系统按交换器的工作类型分为两类： 电压型( b u c k m o d e ) 和电流型( b u c k - b o o s t m o d e ) ，该系统有以下优点： ( 1 ) 系统的效率高，大于9 0 ； ( 2 ) 可靠性较高； ( 3 ) 系统的动态响应好： ( 4 ) 输出电压的正弦度好； ( 5 1 系统易于并联。 图1 3高频链逆变系统的另一种描述 f i g 1 3 a n o t h e rd e s c r i b eo f h f li n v e g e rs y s t e m 八十年代以后随着电力电子技术的发展和新型电力电子器件的不断涌 现，高频链逆变器以其高性能、高效率、小型轻量等优势，正逐步取代传 统的低频环节逆变器，成为电力电子研究领域中的热点，有较高的实用价 燕山大学工学硕士学位论文 值，应用越来越广泛i l “”j 。 1 4 单相高频链逆变器拓扑的分类 高频链逆变器的主电路拓扑形式众多，按相数分为：单相和三相；按 功率的传输方向可分为：单向型( u n i d i r e c t i o n a l p o w e rf l o w m o d e ) 和双向型 ( b i d i r e c t i o n a lp o w e r f l o wm o d e ) ：按照功率变换的类型，还可分为：电压 型( v o l t a g em o d e 或b u c km o d e ) 和电流型( c u r r e n t m o d e 或b u c k - b o o s tm o d e ) 两种。本文主要研究单相高频链逆变器，所以下面就将单相高频链逆变器 的基本拓扑形式做一下分类介绍。 1 4 1单向电压型d c 玎1 a c d c l f a c 变换器 该类拓扑的典型结构如图1 - 4 所示。其在直流侧和逆变器之间插入 级d c d c 变换器，前级为普通的方波逆变 1 6 , 1 7 ，使用高频变压器实现电 压比的调节和电气隔离。这样就可以省掉体积庞大的工频输出变压器，降 低音频噪音。这种变换器中间存在直流环节，从而实现了d c d c 变换和 d c a c 变换器的解耦，前后级可分别控制。控制相对比较灵活，可靠性较 高，所以得到了较广泛的应用【1 8 2 1 。 直流输入高频逆变变压器高频整漉直流滤波逆变器输 h 滤波 围1 4 单向电压型高频链逆变器 f i g 1 - 4 u n i d i r e c t i o n a lv o l t a g et y p eh f li n v e r t e r 但是它还存在一些缺点： f 1 ) 功率只能从电源向负载单向流动，负载不能向电源回馈能量； f 2 ) 能量传输通过的多级变换，从而能量损耗较大，变换效率低： ( 3 ) 直流储能环节造成装置笨重，不利于系统集成。 因此，如何尽量减少功率变换次数，实现能量的双向传输是研究高频 链逆变技术的重点。 4 第l 苹绪论 1 4 2双向电压型准单级d c 用烈c d c a c 变换器 针对单向电压型d c h f a c d c l f a c 变换器的缺点，1 9 9 8 年美国弗吉 尼亚电力电子中心提出了无直流储能环节准单级d c h f a c d c a c 拓扑结 构【2 m5 1 ，如图1 - 5 所示。其结构有以下三个显著的特点： ( 1 ) 利用有源筘位代替了直流储能环节，实现准单级变换； ( 2 ) 将不控整流器变为可控整流器实现能量的双向流动； ( 3 ) 结构上变为标准的单相功率桥形式，有利于模块化。 该拓扑的不足之处是功率器件较多，从而影响整个系统的变换效率的 进一步提高。 图1 - 5 准单级d c h f a c d c a c 拓扑 f i g 1 5q u a s i - s i n g l e - s t a g ed c h f a c d c a ci n v e r t e r 1 4 _ 3 双向周波变换型逆变器 基于f o r w a r d 变换嚣的双向周波变换型逆变器由高频逆变器、高频变 压器，周波变换器( c y c l o c o n v e r t e r ) 及输出滤波器构成。中间没有直流储 能环节，可实现能量的双向流动，是目前实现单级、双向功率传输最常见 的拓扑结构【2 9 1 ，结构如图1 6 历示。与其他单向电压型高频链逆变技术 相比，其具有更少的功率变换级，从而降低了变换器的通态损耗和系统的 复杂性，提高了系统的效率和可靠性。该类型拓扑前级高频逆变部分可选 用推挽式、半桥式和全桥式电路，后级周波变换器可选用全波式相全桥式 电路，从而形成了一个电路的拓扑族，其中较典型的是图】7 和图l 一8 所 示的拓扑结构 1 3 , 3 0 。它们的共同点是高频逆变器采用标准全桥结构，周波 变换器使用了双向开关。图1 7 所示的拓扑族中高频变压器带中问抽头， 燕山大学工学硕士学位论文 一咯 _ 广卜 h t 一时 高频逆变器 周波变换器 图1 6 带周波变换的双向电压型高频链逆变器 f i g 1 - 6 b i d i r e c t i o n a l v o l t a g et y p eh f l i n v e r t e rw i t h c y c l o c o n v e r t e r 罾i 俨黪 陋 图1 7 全波式拓扑图l - 8 全桥式拓扑 f i g 1 7 c i r c u i to f f u l lw a v e f i g 1 8 c i r c u i to f f u l lb r i d g e 这样周波变换器中的开关数目相对较少，但存在变压器绕组利用率低、设 计困难，副边开关电压应力高等问题。图1 _ 8 所示的拓扑族中周波变换桥 中采用桥式结构，减小了开关的电压应力，但使用的器件数目较多。所以 一般来说当变压器副边为低压输出时可采用全波式，反之可采用全桥式。 双向周波变换型逆变器自8 0 年代被提出以来，副边周波变换器硬开关，强 行中断功率流，从而所导致的电压过冲问题一直制约着该类拓扑的发展。 产生电压过冲的具体原因是：周波交换器的双向开关需要在两个方向上控 制使其导通，负载电流缺少自动的环流通路，因此，控制逻辑必须保证环 流通路的存在。传统的p w m 技术中器件的换流会打断高频变压器中连续 的激磁电流，于是高频变压器漏感中存储的能量会不可避免地导致高频变 压器和周波变换器之间的电压过冲。为了解决这一缺陷，9 0 年代中末期许 多学者提出以有源箝位和利用串联谐振等方法来抑制电压过冲【3 卜3 5 l 。 以文献 3 5 1 为代表的解决方案主要利用有源箝位来抑制电压过冲。图 第1 章绪论 1 9 所示拓扑在全桥式变换拓扑的基础上加入桥式有源箝位，可以实现软 开关，但是依然没有解决使用功率器件多，控制复杂的缺点，变换效果不 是十分理想。 以文献 3 3 1 为代表的解决方案主要是利用串联谐振电路来抑制电压过 冲，如图1 1 0 所示，该拓扑串联谐振逆变器的开关工作在电流过零点，可 以通过控制传输和回馈的时间比来控制谐振槽的功率。但是能量的传输依 赖于谐振的电感和电容的容量，从而限制了攘机容量的进一步扩大，适合 于1k w 以下的容量装置；电路的参数漂移会引起谐振点的变化，软开关 效果会变差；谐振的引入在一定程度上增加了功率器件的电压和电流应力。 上 1 - 图1 - 9 带有源箝位的双向电压型高频链逆变器 f i g 1 - 9 b i d i r e c t i o n a lv o l t a g et y p eh f li n v e r t e rw i t haa c t i v ec l a m p 图1 1 0 双向串联谐振型高频链逆变器 f i g 1 i 0 b i d i r e c t i o n a ls e r i e sr e s o n a n tt y p eh f l i n v e r t e r 7 燕山人学j 二学硕十学位论文 文献 3 6 1 中提出了另一种高频链谐振逆变器，在这个逆变器中，谐振 链高频电压被周波变换器直接转换为一谐振链低频电压。所有开关都工作 在零电压。这些电路虽然通过谐振技术解决了硬开关和电磁干扰问题，但 由于谐振电压或电流峰值比较大，导通损耗较大。 文献 3 7 1 从控制方式角度提出了一种非对称控制的软开关高频链变换 器，副边周波变换器采用自然换流相角控制方案，可使周波变换器的开关 工作在零电流状态，而且变压器副边可以等效为一滞后的电流源，因此利 用无损电容缓冲技术可使原边逆变器开关工作在零电压状态，无论瞬态功 率的流向如何，它都将有效。但控制逻辑比较复杂，系统的可靠性降低。 文献 3 8 1 提出了一种在周波变换器中采用相位角控制方式，实现周波 变换器自然换流的解决方案，这种方法使得存储在漏感中的能量在换流重 叠区得到了有效的泻放，但这种控制方法在电流瞬时值控制系统中比较有 效，在其它控制系统中效果变差。 就国内的研究情况而言，南京航空航天大学，中科院电工所等高校、 院所也在单级双向电压型高频链逆变研究领域做了许多有益的工作【3 4 1 。 虽然双向周波变换型高频链逆变器解决了单向电压型高频链的双向功 率传输问题，且减少了功率变换次数，但是其周波变换器存在电压过冲、 功率器件使用较多，控制逻辑复杂，这样在一定程度上使得逆变系统的效 率相对较低，可靠性较差，严重制约了该类型变换器的进一步发展。综合 来看周波变换型高频连逆变器有以下的特点： 普遍具有的优点是： f 1 ) 能量的双向流动，可实现四象限的运行； ( 2 ) 功率的单级性变换，可实现变换效率的进一步优化； ( 3 1 拓扑变换形式较为灵活，适用于不同的应用场合。 存在的一些不足是： ( 1 ) 固有的电压过冲问题； ( 2 ) 变换器的使用的功率器件较多，影响系统的效率和可靠性； ( 3 ) 双向开关电压、电流应力较大： ( 4 ) 控制逻辑相对比较复杂。 第1 章绪论 1 4 4电流型高频链逆变技术 电流型高频链逆变器是以反激变换器拓扑为基础，变换装置由高频逆 变器、高频变压器和周波变换器组成 4 5 - 5 0 ，在电流模式中的高频变压器不 仅提供电隔离和电压调整，而且还可以存储能量，因此，可以省掉输出滤 波电感。电流模式高频链逆变器也可分为单向和双向功率流，如图1 1 1 所 示为单向电流型高频链逆变器。该形式逆变器具有拓扑紧凑，动态响应好， 控制简单等优点。但是高频变压器结构复杂，它具有两个副边绕组，每一 个绕组只工作半个工频周期，绕组的利用率比较低。图1 1 2 所示的双向电 流型高频链逆变器，它由全桥高频逆变器，高频变压器和周波变换器组成。 其同图1 1 1 所示结构相比，它具有比较简单的变压器结构，高频逆变器中 的开关电压应力比较小。周波变换器的开关一般情况下工作在低频( 5 0 h z ) ， 只有当功率从输出向输入回馈时开关工作在高频，这就解决了电压型双向 周波变换式高频链逆变器固有的电压过冲问题。然而电流模式高频链逆变 图1 - 1 1 单向电流型高频链逆变器 f i g 1 1 1 u n i d i r e c t i o n a lc u r r e n tt y p eh f li n v e r t e r _ _ _ 图l 1 2 双向电流源高频链逆变器 f i g 1 - 1 2b i d i r e c t i o n a lc u r r e n tt y p eh f li n v e r t e r 9 燕山大学工学硕士学位论文 器也具有它本身的缺陷，由于逆变器断续工作状态，开关管电流电压应力 大，导通损耗大；高频变压器在把能量释放给负载前，存储了所有的能量， 限制了它的输出功率，所以只适用于小功率应用场合。 1 5 本文的研究内容和意义 1 5 1 本文的研究内容 本文的主要在电压型高频链逆变器电路拓扑、调制策略、控制原理和 电路中关键参数的设计等方面进行了研究工作，并在理论分析和仿真研究 的基础上进行了系统的实验研究。 本文的主要研究内容： ( 1 ) 论述了高频链逆变器的发展现状，对单向高频链逆变器的拓扑进行 了分类，总结了不同类型拓扑所具有的优缺点。 ( 2 ) 详细分析了基于双极性组合移相控制方式下电压型双副边绕组双 功率桥高频链逆变器拓扑的工作原理，软开关的实现方法以及四象限运行 原理。 ( 3 ) 详细分析了基于单极性组合s p w m 控制方式下主电路的工作原理 和四象限运行情况。 ( 4 ) 比较了两种控制方式的优缺点，并进行了仿真和实验的研究。 ( 5 ) 进行了双副边绕组双功率桥高频链逆变器主电路的参数设计，讨论 了电路中磁性元件的设计方法和关键参数的计算，设计并制作了控制电路， 最后进行了系统调试与实验研究。 1 5 2 本文的研究意义 高频链逆变器是新能源利用的关键技术之一，与传统的逆变技术相比 最大的不同在于利用高频变压器实现输出与输入的电气隔离并进行能量的 传递，从而减小了变压器及滤波器体积，提高了逆变电源的功率密度和变 换效率。高频链逆变器研究，已成为当今电力电子学界研究的热点，具有 重要的理论价值和工程应用价值。 本文在分析现有高频链逆变器优缺点的基础上，以双副边绕组双功率 桥双向电压型高频链逆变器拓扑为研究对象，研究在不增加拓扑的复杂性 l o 第1 章绪论 的前提下，如何解决双向电压型高频逆变器电压应力高，以实现周波变换 器的软换流的问题。双副边绕组双功率桥双向电压型高频链逆变器从拓扑 本身来说，属于单级变换，可实现能量的双向流动具有一定的先进性；采 用双极性组合移相控制方式和单极性组合s p w m 控制方式，不需要附加功 率器件，通过控制逻辑的有效设计，提供了功率器件的软开关工作条件， 在一定程度上克服周波变换器型和电流型高频链逆变器的电压、电流应力 高的问题；并且两种控制方式都可实现了逆变器的四象限运行，特别是单 极性组合s p w m 控制方式不需要切换控制逻辑，可根据负载的特性自然的 在四个象限之间平滑过渡。 本文课题来源是国家自然科学基金重点资助项目“新型高频中小功率 逆变电源的控制技术和拓扑技术研究”。 燕山大学工学硕士学位论文 第2 章双极性组合移相调制下主电路 工作原理分析 2 1 引言 由第一章对高频链逆交电源发展现状的分析和总结，可以看出高频链 逆变器的发展趋势是在不增加器件数目和系统的复杂程度的前提下，实现 变换器的高效变换。 本章着重论述电压型双副边绕组双功率桥高频链逆变器拓扑，详细分 析其在双极性组合移相调制策略下的工作原理和软开关的实现，并给出计 算机仿真分析结果。 2 2电压型双副边绕组双功率桥高频链逆变器拓扑 电压型双副绕组双功率桥高频链逆变器的拓扑如图2 - 1 所示。该逆变 器拓扑中前级k i 咱组成高频逆变桥，将电源输入的直流电变换成高频的 交流，通过高频变压器。高频变压器为双副边绕组，也是本拓扑的一个特 色。后级s i - $ 4 为两个标准半桥组成s p w m 输出电路，电感上和电容c 组 成输出滤波电路。由于原、副边相当于两个“桥”，且具有两个副边绕组， 故我们称之为“电压型双副边绕组双功率桥高频链逆变器”。 图2 1双副边绕组双功率桥高频链逆变器 f i g 2 1 h l fi n v e r t e rw i t ht w os e c o n d a r yt u r n sa n dt w op o w e rb r i d g e 本拓扑有以下的特点： 1 2 第2 章双极性组合移相调制下土电路工作原理分析 ( 1 ) 采用双副边绕组，省去了一个极性翻转全控桥，使得副边功率桥可 同时实现高频有源整流和周波变换双重功能，拓扑结构得到了简化，功率 器件数目明显减少，电路导通损耗减小，适合大容量功率变换系统。 ( 2 ) 去掉了通常d c a c a c 拓扑中的双向开关。 ( 3 ) 前后级功率器件采用标准的全桥、半桥结构，易于模块化。 ( 4 ) 后级输出端电压倍频，滤波器体积显著减小。 ( 5 ) 可实现能量的双向流动，即四象限工作。 ( 6 ) 变压器双向磁化，利用率较高。 该拓扑有一定的先进性，属于d c a c a c 的单极性变换形式，结构简 单，变换级数少，配合适当的控制可实现大范围软开关并且可四象限运行， 没有中间的直流储能环节系统动态相应得到了提高，另外，根据模块化要 求以及所选功率器件形式的不同可进行灵活的组合，形成一族拓扑。所以 该拓扑符合当今逆变电源高效、高可靠的发展趋势，很有研究的价值。 2 3 主电路工作原理 2 3 1四象限工作模式 逆变电路因所带负载性质不同。负载功率因数是任意的，即负载电流 或者超前或者滞后于输出电压。根据输出电压v 。和输出电流i 。的极性不同， 可以将一个输出周期分为四个象限工作过程，如图2 2 所示。 j- v o i ii l r 1 0 i i i 么 一 ；弋。 i 入 l il ( a ) v o 乇平面( b ) 逆变工作模式 ( a ) v o i op l a n e ( b ) i n v e r t o r m o d e 图2 - 2 四象限工作模式 f i g 2 2f o u r - q u a d r a n to p e r a t i o np a t t e m 1 3 燕山人学_ l = 学硕士学位论文 2 3 2 双极性组合移相调制策略 前级高频逆变桥上的开关，以恒定的5 0 占空比工作，通过与后级周 波变换桥开关、或& 、& 按照s p w m 规律进行移相组合，以使得滤 波器前端得到双极性s p w m 波，故称这种方式为双极性组合移相调制。原 理图如图2 3 所示。 q l q 2 凸 + i o 调 w r 图2 - 3 双极性组合移相控制原理图 f i e 2 3t h e o r yo f b i o o l a rc o m b i n e dd h r i s e s h i f r e dc o n t r o l 由上面的调制策略原理图可见，输出电流的极性信号参与信号的逻辑 综合。调制信号由定频积分结合逻辑组合电路构成。将输出电压的反馈信 号经过整流并上抬作为调制信号。时钟信号的上升沿到来对，积分器开始 积分，当积分器的输出达到与调制波相等时，积分复位从而得到g l ；时钟 信号上升沿二分频得到q 2 ；q i 信号上升沿二分频得到q 3 。q l 、q 2 、q 3 为 基本逻辑组合信号，其中9 作为前级m o s f e t 的局、商的驱动信号，将 其方向互补并加入死区后得到局、局的驱动信号。后级驱动信号根据输出 电流的极性选择来进行分配，以电流正半周为例，西、西作或运算得到 ( 甄) ，q 、奶作或运算得到( 马) ，墨、q 2 作或运算得到岛( 岛) ，膨、q 作或运算得到s 4 晒) ，括号中的信号为输出电流在负半周时的信号分配情 况。信号逻辑综合见图2 - 4 。 1 4 第2 章双极性组合移相调制下主电路工作原理分析 9 3 9 丘l 局 图2 - 4 信号逻辑综合 f i g 2 - 4s y n t h e s i so f c o m b i n e dp h a s e - s h i f t e d c o n t r o ll o g i cs i g n a l 本章采用的组合移相调制策略不仅能实现逆变器的四象限运行，并且 可使变换器中所有的功率器件工作在软开关状态，控制电路简单、灵活， 容易实现。下面就结合这种控制策略对主电路的工作原理作详细的分析。 2 3 2 1第1 象限工作原理在输出电压和电流都大于零时，根据开关切 换和电路工作状态的变化，可将一个高频开关周期分为十二个时间段，其 开关时序和电路中主要电量波形如图2 5 所示。其中有效的工作状态为八 个，各个有效状态所对应的等效电路如图2 - 6 所示。 ( 1 ) ( 幻t 1 ) 时间段t o 时刻前，原边局、尬导通，高频逆变桥中点输出 电压u a 6 等于直流输入电压m ，原边电流i p 大于零，流经直流电源，开关 蜀，变压器原边绕组n l 和开关确；副边电感电流豇流过副边绕组n 2 、 开关和二极管d s 3 导通，设变压器的边比为n ，则： i l = i s l ：去f p ( 2 _ 1 ) 滤波器两端电压锄= 一为正，电源向负载提供能量；承受2 n m 的电 压，由于其反并联二极管的作用不承受电压。等效电路如图2 - 6 ( a ) 所示。 t 0 时刻关断五j 、肠，c j 、c 4 充电，c 2 、c 3 放电，置l 、缸零电压关断，原 边电流i p 等于充电电流和放电电流之和。考虑到电感电流近似恒定为屯， 故u a b 线性下降有： 燕山大学1 ：学硕十学位论文 =等r(2-2)1dab。亏 式中：c = c i + c a + c 3 + ( 、。 滤波器前端电压”同步衰减。t o 时刻同时关断岛，由于不承受电压也 无电流流通，所以可实现其零电压零电流关断( z v z c s ) 。该时间段的等效 电路如图2 - 6 ( b ) 所示。 占1 0 _ 一|l l _ _ i ； 归一 _ f i jl i 擂 ：i ， l l | 、 h垡 j y r1 l “l ! li i 群 ivl 、 l i 以 j川、f 图2 - 5i l o 时控制逻辑和主要电量波形 f i g 2 - 5c o n t r o ll o g i ca n dk e yw a v e f o r m sw h e ni l o ( 2 ) ( ，l t 2 ) 时间段t l 时刻，u a b = o ，并开始反向增加，由于副边电感电 流的折射作用，原边电流i p 保持不变。n 3 的“”号端由正变负，“。，亦小于 零。& 开始承受电压，并随着”负向增加而同步地上升，& 由于反并联 二极管的作用不承受电压。电流流通路径与上个时间段相同。 ( 3 ) ( ，2 咱) 时间段t 2 时刻，a 、g 被充电至巧，q 、c 3 放电至零，与 局、为反并联的二极管d 胁d 耵导通，原边电流名经d 胁d _ i i 。向电源反 馈能量。副边承受1 2 附i ，电感电流i l 流过绕组n 2 、开关两和二极管 d s 3 。因为此时u e f = 疗一g l a b 押- m 所以负载通过变压器将能量反馈给直流电 源。该时间段的等效电路如图2 - 6 ( c ) 所示。 1 6 诋埚墨最s& 南 蜘 魄 叼 屯 酣s 与s & 南 蜘 魄 叼 屯 第2 章般极性组合移相调制卜土电路i 作原理分析 匮l ( a ) 状态1 ( f 0 以前) ( a ) s t a t e l ( b e f o r et o ) ( c ) 状态2 ( 2 t 4 ) ( c ) s t a t e 2 ( t 2 - t 4 ) 隧| 圆 ( e ) 状态5 ( 5 t 6 ) ( g ) 状态7 ( t 7 - 9 ) ( g ) s t a t e 7 ( t 7 一，9 ) ( b ) 状态2 ( t o 2 ) ( b ) s t a t e 2 ( t o t 2 ) ( d ) 状态4 ( t 4 - t 5 ) ( d ) s t a t e 4 ( t 4 - t s ) ( f ) 状态6 ( t 6 t 7 ) ( h ) 状态8 ( t o - t i1 ) ( h ) s t a t e 8 ( t 9 q 1 ) 俐2 - 6 逆变器住第1 象限4 个开关周 i j 备有效状态等效电路 f i g2 6e q u i v a l e n tc i r c u i t so f i nah i g hf r e q u e n c yc y c l ei nq u a d r a n ti 1 7 一。墨当查堂! ：兰堡主耄堡堡塞 i4)ff=i丽磊霖孑爵if面夏而1手翼夏爵联_檄管的作用，&3 t t 3(4 ) 时间段 时刻，驱动岛，山于冥及开赣r _ 微髫刚1 乍用凶 j = 二末虞币导通。同时驱动晒、肠，因d 尥、d k 3 谁在导通，战飓、肠为z v s 癸遴。藩边瓣电凌知静滚通路径嚣耍 | 边电感电浚泌浚逶爨径与状态3 时完 仝相同，逆变器工作在负载向赢流电源馈能阶段。 5 1 ( f 4 7 5 ) 时闻段红时刻关断，嚣d s 3 正导通所以两为零电压零电 流关断；同删驱动& ，遍零电流导通，s i 与丌始换流。由于n 3 的“” 端 u n 瓜为负，所以中的电流上二升，中电流下降，n 2 和n 3q j 磁势相互 抵消，扶溺极，：0 ；出于h = 0 ，变压嚣滕边电愿蝌= o ，意濂电源卜粒 电挑全郡厕在了原边漏感f 上，蔽边电流迅速的线住衰减： l 划：兰( 2 3 ) ia c t 当j n 由币转换为负时，恐、娲中开始流过电流a 泼时间段的等效电路如图 2 ，联d 。 ( f s 瞄对闻段t 5 时刻s 中电流j 。衰减为零，s 2 中电流j 二歹 釜氛， 电感赴流经珐。、n 3 、魏，且有： ；南，= 去f p ( 2 _ 4 ) 滤波嚣静端电压嗡l = 雎，瞄一l ，且蚋难，s ? 不承受电压岛承受1 2 “l 电攮。竣时阕段的等效电路如图2 5 ( e ) 。 f 7 ) f t 6 一 t 7 ) 时间段如时刻，开关s l 实躐零电压零电滚关断，同时关断 为、晒，原边电流经c i 、q 、g 、q 流通，船于q 、( j 的充电，实现稿、 心的零电爪关断，。曲_ 丌始上升，其变化率如式( 2 2 ) 。等效电路如图2 - 6 ( f ) 蹶承。 ( 8 ) ( t r - f 8 ) 时闽段穗时瓤，q 、q 放电到零，q 、g 充龟列弼，鼹逮 电滚渡过d k i 、n i 、d k a 遴行环流。副边砖i 流通路不变，& 承受2 净h f ，两 出予反并联的二极管髂掰，不承受电压。负载向矗流电源反馈黥壤。等效 电路如图2 - 6 ( g ) 所示。 ( 9 1 ( f 。妨时斛段t 8 t t q 刻，k l 、磁零电蓉玎遴，电路工作状念如上一个 时殁。 第2 章双极性组合移相调制f 主电路工作原理分析 ( 1 0 ) ( t 旷h o ) 时间段t 9 时刻，s l 实现零电压开通，同时曲实现零电压零 电流关断，副边开始换流，由于n 2 的“”端为正，n 3 “”端为负，中电 流：开始下降，s t 中电流f 。开始下降。该阶段副边处在等效短路状念， u e f = 0 。等效电路如图2 - 6 ( h ) 所示。 ( 1 1 ) ( tn o t 1 1 ) 阶段f l o 时刻，i s l = i l ，i s 2 = 0 ，“矿= n h ，副边换流结束， 副边电流通过s 1 、n 2 、d s 3 流通，电源向负载传递能量。该时间段的等效电 路与t o 时刻之前的相同，如图2 6 ( a ) 所示。力l 时刻，k i ，瞄实现零电压关断， 开始了下一个开关周期。 由上面的工作过程的分析，可知电感电流大于零时，变压器副边周波 变换桥中的功率器件实际参与导电的只有s i 、以及d s 3 、d s 4 。变压器副边 电流的换相总是发生在s l 、s 2 的驱动控制信号翻转的时刻。而高频逆变桥 中功率器件在一个高频周期中都参与导电。 2 3 2 2 第1 i 象限工作原理逆变器工作在第1 i 象限时，输出电压v o 是正 的，而输出电流f o 是负的，与第1 象限的时间段划分原则相同，其控制逻辑 和电路主要波形如图2 7 所示。各种有效工作状态所对应的等效电路如图 2 _ 8 所示。 l i l氍啊 皤哪_ 自_ f- f 厂一 、黪| v ：j ， i弋 酬 一 l l * 厂洲制 ll 1 十一 洲l ! 弋i !： l li ；l 厂 i * l i ； _；l h ! ： ! ll i 图2 7 i l o 2 4 第2 章双极性组合移相调制下主电路r ：作原理分析 图2 1 1i l o 时控制逻辑仿真波形 f i g 2 一1 0 s i m u l a t i o no f t h ec o n t r o ll o g i cw h e ni l o 图2 1 2 输出电压y 0 和输出电流f o 的仿真波形 f i g 2 1 2 s i m u l a t i o no f v o a n di o 图2 1 3 所示为当电感电流大于零时，前后级功率开关的驱动逻辑信号 与滤波器前端电压的对照波形。可以看出在局、函和两同时导通时，或尬、 肠和风同时导通时，l c 滤波器前端瞬时输出电压为正，由于电感电流也 为正，所以这时电源向负载提供能量。反之，l c 滤波器前端瞬时输出电压 为负，负载向电源回馈能量。这样逆变器工作在双极性组合调制方式下， 在每一个高频的开关周期之中都有能量的输出与回馈，与上面的工作原理 分析的结果是一致的，这也是该调制方式的一个特点，可以比较容易的实 现能量的双向流动。 燕山大学工学硕士学位论文 图2 1 3 驱动信号和l 乜肪真波形 f i g 2 - 1 3 s i m u l a t i o no f d r i v e sa n d u e s 图2 1 4 所示为周波变换桥中功率开关的驱动信号以及其两端电压的对 比关系图，可见开关上的电压过冲得到了有效的抑制。 s l ： i ： ： _ ： h d $ s l 1 6 越s工7 t s 工8 皿s工= ，皿s l i f t 2 - 1 4s ，驱动信号和其漏源电压仿真波形 f i g 2 - 1 4 s i m u l a t i o no f d r i v e sa n dd r a i n s o u r c ev o l t a g eo f s l 2 4 2 感性负载仿真 逆变器带感性负载时，逆变器四象限运行，需要根据输出电流的极性 切换控制信号。仿真选择负载电阻1 0q ，电感1 0m h ，负载功率因数角( 即 电感电流滞后角) 为3 2 度电角度。逆变器带感性负载时的输出电压v o 和输出 电流i 。仿真波形如图2 1 5 所示。在双极性组合移相调制策略下高频链逆变器 第2 章双极性组台移相调制下主电路工作原理分析 每一个高频开关周期都存在能量的输出和回馈，只不过在第一、第三象限 电源输出的能量大于负载回馈的能量，整体上表现为逆变器输出能量，而 第二、第四象限则与之相反。这样逆变器实现了四象限运行。