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摘要 在理解o f d m 系统原理与实现的基础上，本文主要研究与探讨了基带o f d m 调制解 调系统及其实际应用中的关键技术以及0 f d m 在i e e e 8 0 2 “a 中的应用，并利用 s y s t e m v i e w 和m a t l a b 等通信软件进行系统仿真与性能分析。 在对o f d m 系统进行详细的理论分析和研究的基础上，利用s y s t e m v i e w 仿真了 多径时延超过保护间隔对o f d m 系统造成的影响；针对加窗技术利用m a f l a b 进行了 不同子载波以及加窗后的o f d m 频谱仿真对比。在o f d m 关键技术问题方面参考 相关文献，分别对o f d m 系统实际应用中遇到的峰均功率比、同步问题和信道估计 等问题进行了研究和探讨，提出了自己的一些看法，并利用m a r l a b 给出了归一化频 偏与c i r 的关系曲线图。根据不同传输信道下的b e r 曲线仿真图研究与分析了0 f d m 系统性能；鉴于s y s t e m v i e w 中o f 嗍调制解调模块封装不可见，为今后硬件实现可能， 利用m l i n k 自己编程搭建实现该模块功能；鉴于实际工程的需要，利用s y s t e m v i e w 结合o f d m 参数选择规定进行了6 4 q a m + o f d m 联合调制基带仿真，证明了3 7 5 b i t s h z 的频谱利用率的可行性并给出图解说明。最后对o f d m 在i e e e 8 0 2 1l a 物理层基带 系统中的应用进行了s y s t e m v i e w 仿真研究。 关键词：o f 嘲( 正交频分复用)保护时隙峰均平均功率比信道估计 s y s t e m v i e w i e e e 8 0 2 1 l a a b s t r a c t b a s e do nc o m p r e h e n s i o no ft h et h e o r ya n dr e a l i z a t i o no fo f d ms y s t e m ，t h i sp a p e r m a i n l y r e s e a r c h e sa n dd i s c u s s e sb a s e b a n ds y s t e mw i t ho f d mm o d u l a t i o na n d d e m o d u l a t i o n t h e ni ts t u d i e ss e v e r a lk e yt e c h n i q u e so fo f d ma n dd i s c u s s e st h e a p p l i c a t i o n so fo f d mo ni e e e 8 0 2 1 l a a tt h es a m et i m e ，t h es y s t e ms i m u l a t i o na n d p e r f o r m a n c ea n a l y s i sa r ed o n eb ys y s t e m v i e wa n dm a n a ba c c o r d i n g t oa b o v e b a s e do nd e t a i l e dt h e o r e t i c a la n a l y s i sa n dr e s e a r c ho no f d m ，t h ei n f l u e n c eo f o f d m s y s t e mc a u s e db yt h ee x c e s so f m u l t i p l i e dp a t h so v e rg u a r di n t e r v a li ss i m u l a t e db y s y s t e m v i e w o nt h et e c h n i q u eo fw i n d o w i n g , t h es p e c t r u mo fd i f f e r e n ts u b - c a r r i e r sa n d w i n d o w i n ga r ec o m p a r e db ye a c ho t h e rb ym a t l a bs i m u l a t i o n o nt h ek e yt e c h n i q u e so f o f d m ，b ，c o n s u l t i n gs o n l el i t e r a a t r e ，t h ep e a k - t o a v e r a g ep o w e rr a t i o ，s y n c h r o n i z a t i o na n d c h a n n e le s t i m a t i o nw h i c ha r ef o u n di na p p l i c a t i o no fo f d ms y s t e ma r ed i s c u s s e da n d s m d i e dw i t hs o m ep e r s o n a lv i e w sp u tf o r w a r d t h ef i g u r eo fu n i t a r yf r e q u e n c ye x c u r s i o n a n dc i ri ss h o w nb ym a 廿a b t h eo f d ms y s t e mp e r f o r m a n c ei ss t u d i e da n da n a l y s e db y t h eb e r f i g u r e so nd i f f e r e n tt r a n s m i t t e dc h a n n e l s b e c a u s eo ft h ei n v i s i b i l i t yo fo f d m m o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o nt o k e n sa n dt h er e a l i z a t i o nb yh a r d w a r ei nf u t u r e ，p e r s o n a l t o k e n sa r em a d eb ym l i n k t h e6 4 q a m + o f d mm o d u l a t e d b a s e b a n ds i m u l a t i o ni sd o n e a c c o r d i n gt ot h er e g u l a t i o no fo f d mp a r a m e t e r sc h o s e n ，w h e r e a st h ef e a s i b i l i t yo fap r o j e c ti n p r a c t i c ea n dt h ef e a s i b i l i t yo f 3 7 5 b i f f s h zi s v a l i d a t e d f i n a l l y , i ts i m u l a t e sa n ds t u d i e s t h ea p p l i c a t i o no fo f d mo nt h ep h y s i c a ll a y e ro fb a s e b a n ds y s t e mo fi e e e s 0 2 1l ab y s y s t e m v i e w k e yw o r d s ：o f d m ( o r t h g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x ) ，g u a r di n t e r v a l ， p e a k - t o a v e r a g ep o w e rr a t i o ( p a p r ) ， c h a n n e l e s t i m a t i o n ， s y s t e m v i e w , i e e e 8 0 2 1l a 儿 南京理工大学硕士学位论文0 f 删系统仿真与性能分析 1 绪论 1 i 研究背景和意义 随着通信技术的不断发展和成熟，人类社会正在进入一个新的信息化时代，宽带 已成为当今通信领域的发展趋势之一。正交频分复用( o r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，o f d m ) 技术作为一种可以有效对抗符号间干扰( i n t e r s y m b o li n t e r f e r e n c e ，i s i ) 的高速数据传输技术，已经受到前所未有的重视，对其 关键技术的研究也正在紧张的开展。 正交频分复用( o f d m ) 是一种特殊的多载波调制方式，它的基本思想是将高速传 输的数据流通过m 并转换，变成在若干个正交的窄带子信道上并行传输的低速数据 流。0 f d m 技术将传送的数据信息分散到每个子载波上，使得符号周期加长并大于多 径时延，从而有效地对抗多径衰落；o f d m 技术利用信号的时频正交性，允许子信道 频谱有部分重叠，使得频谱利用率提高近一倍。 1 1 10 f 蹦技术的发展历史 正交频分复用技术已有近4 0 年的发展历史，其概念最早出现于2 0 世纪5 0 年代 中期。6 0 年代，人们对多载波调制( m c m ) 技术进行了许多理论上的研究，形成了并行 数据传输和频分复用的思想。同时，o f d m 技术也被应用到美国军用高频通信系统中， 如k i n e p l e x ，a n d e f r ，k n t h r y n 等。 1 9 7 1 年，w e i n s t e r n 和e b e r t “。提出了将离散傅立叶变换( d f t ) 引入并行传输系 统来实现多载波调制的方法。这样在实际应用中就可以依靠更为方便的快速傅立叶变 换( i f f t f f t ) 来完成o f d m 系统的调制和解调功能，无需再使用梳状滤波器，简化了 系统结构，使得o f d k i 技术更趋实用化。但是由于当时受到实时傅立叶变换设备的复 杂度、发射机和接收机振荡器的稳定性等相关技术条件的限制，o f d m 技术没有得到 广泛的应用。 2 0 世纪8 0 年代，人们对多载波调制在高速m o d e m 、数字移动通信等领域中的应 用进行了较为深入的研究。到了9 0 年代，数字信号处理技术和超大规模集成电路的 飞速发展，又为o f d m 技术的实现扫除了障碍。此时，o f d m 技术终于登上了通信的舞 台。 1 1 2o f d m 技术的应用 由于o f d m 技术具有频谱利用率高、抗多径衰落能力强等优点，已经被广泛应用 硕士论文 于广播式的音频和视频等民用通信系统中，主要包括：数字音频广播( d a b ) ，数字视频 广播( d v b ) ，高清晰度电视( h d t v ) ，高速无线局域网系统( 如i e e e 8 0 2 1 1 a ) ，以及高 比特率数字用户线( a d s l ，v d s l ) 等。 数字音频广播( d a b ) ”1 是第一个采用o f d m 技术的标准，使用单频网络。与模拟 心和f m 音频广播相比，具有语音质量优、数据业务新以及频谱效率高等突出的优点。 欧洲数字音频广播的开发得到了尤里卡( e u r e k a - - 欧洲尖端技术开发计划) 的支持。 e u r e k a 一1 4 7 制订的d a b 标准已于1 9 9 5 年向欧洲电信标准协会( e t s i ) 和国际电信联盟 ( i t u ) 公开。用于d a b 成套芯片的开发也正在欧洲进行，它大大降低了o f d m 接收机的 价格，市场前景非常好。 基于o f d m 的数字视频广播( d v b ) ”。标准于1 9 9 7 年批准通过，其采用m e p g - 2 算法。 它通过卫星、电缆或地面信道，将数字化的电视节目和其它服务信息传送到用户端。 欧洲d v b 标准的出现，为在同一个信道中传输视频、音频、数据提供了一种灵活、高 效的方式。 在全数字高清晰度电视( h d t v ) ”。传输系统中，采用的调制技术就有o f d m 。它采 用c o f d m ( c o d e d0 f d l f 【一编码o f d m ) 技术，具有很高的频谱利用率，能够进一步提高抗 干扰能力，满足电视系统的传输要求。欧洲已将o f d m 技术作为发展地面数字电视的 基础，我国也研制出了整套h d t v 设备。当前h d t v 急需解决的问题是：h d t v 制式与 现有电视标准的兼容问题。 随着i e e e 8 0 2 1 1 a 协议、e t s i 的宽带射频接入网( b r o a d b a n dr a d i oa c c e s s n e t w o r k b r a n ) 和多媒体应用的引入，o f d m 技术在无线通信领域也得到了广泛的应 用。1 9 9 9 年i e e e 8 0 2 1 l a ”。通过了一个5 g h z 的无线局域网标准，其中将o f d m 调制技 术作为它的物理层标准。e t s ib r a n 的局域网标准也把0 f d m 定为它的调制标准技术。 预计下一代移动通信系统( b e y o n d3 g 或4 g ) 的主流技术将是o f d m 技术。第四 代移动通信系统是一种高速的宽带无线通信系统，它的传输速率预计可达到2 0 m b p s ， 这就更需要频谱利用率高、抗多径衰落能力强的o f d m 技术支持。 目前，o f d m 技术在其它方面还有许多应用研究，如特高频甚高频( v h f u h f ) 无 线高速数据通信网”。，电力线载波通信“。等。随着人们对宽带化、个人化和移动化的 进一步需求，o f d m 技术的应用前景必将更为广阔。 1 2 论文的章节安排与主要工作 本文主要研究了基带o f 蹦调制解调系统，其关键技术的研究与探讨以及o f d m 在i e e e 8 0 2 1l a 中的应用，并利用s y s t e m v ie w 和m a tl a b 等通信软件进行系统仿真和 性能分析。 第一章是o f d m 发展历史及其应用概述和本文的章节安排。 南京理工大学硕士学位论文0 f 删系统仿真与性能分析 第二章首先介绍了o f d m 的基本原理，包括其正交性条件，实现方法分为直接实 现和d s p 实现，并着重阐述了o f d m 抗多径衰落的措施一保护时隙，并用s y s t e m v i e w 仿真了多径时延超过保护间隔对o f d m 系统造成的影响。针对加窗技术利用m a t l a b 进行不同子载波以及加窗后的o f d m 频谱仿真对比。本章最后的o f d m 参数选择是第四 章中实际工程可行性仿真的理论基础。 第三章在o f d m 关键技术方面，参考相关文献，分别对o f d m 系统实际应用中遇到 的峰均功率比、同步问题和信道估计等问题进行了研究和探讨，提出了自己的一些看 法，并利用m a t l a b 给出了归一化频偏与c i r 的关系曲线图。 第四章先介绍了s y s t e m v i e w 软件和移动信道，然后针对通信中o f d m 系统性能， 利用s y s t e m v i e w 搭建了基带仿真平台，得到在不同传输信道下的b e r 曲线仿真图。 鉴于s y s t e m v i e w 中o f d m 调制解调模块封装不可见，为今后硬件实现可能，根据其原 理，利用s y s t e m v i e w 与m a t l a b 的接口m - l i n k 自己编程搭建实现该模块功能并与原 模块对比，从而验证自己制作模块的正确性。在本章最后鉴于实际工程的需要，验证 以i o o k h z 带宽传输3 7 5 k b i t s 的数据流( m p e g 一4 压缩视频单工+ 音频双工) ，利用 s y s t e m v i e w 结合o f d m 参数选择规定进行了6 4 q a m + o f d m 联合调制基带仿真，证明了 3 7 5 b i t s h z 的频谱利用率的可行性并给出图解说明。 第五章先介绍了i e e e 8 0 2 1 l a 物理层的标准规范，在研究了i e e e 8 0 2 1 l a 物理层 的原理和结构的基础上，利用s y s t e m v i e w 搭建了其中一种的基带仿真平台，并对其 o f d m 调制频谱、6 4 位数据包眼圈和解调信号恢复观察验证。 第六章对全文进行总结归纳，包括所做工作，并提出了本文存在的不足和展望。 o f d m 基本原理 硕士论文 2 o f d m 基本原理 o f d m 技术实际上是m c m ( 多载波调制) 的一种。其主要思想是：将信道分成若 干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进 行传输。正交信号在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干 扰( i c i ) 。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的信号衰 落可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅 是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易，图2 1 是o f d m 系统的组成示 意图。 图2 一l0 f 蹦系统框图 o f d m 把高速数据流通过串并变换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对 增加，可有效对抗信号波形间的干扰( i s i ) 。0 f d m 系统可通过动态比特分配和动态子 信道分配的方法，充分利用信噪比较高的子信道，提高系统性能。因为窄带干扰只能 影响一小部分的子载波，因此o f d m 可咀在某种程度上抵抗这种窄带干扰。o f d m 的以 上优势减小了接收机的复杂度，甚至可以不用均衡器，仅采用插入循环前缀的方法消 除i s i 的不利影响，大大节省了系统花费，减小了系统复杂度和功率消耗。 各子信道的正交调制和解调可通过离散傅立叶反变换( i d f t ) 和离散傅立叶变换 ( d f t ) 实现。对n 很大( n 3 2 ) 的系统，可以通过快速傅立叶变换( f f t ) 来实现。基于 f f t 的系统在计算方面更有效，并且随着大规模集成电路技术和d s p 的发展，i f f t 和f f t 都非常容易实现“。 2 1 正交性条件 设0 f d m 信号发射周期为【o ，卅，子载波数为n ，令以= 正+ k a f ( k = 0 ，l ，n - 1 ) 南京理工大学硕士学位论文 o f d m 系统仿真与性能分析 正为高频载波，厂为子载波之间的频率间隔，各子载波间满足正交性就是使下式成 立： p + ( e j 2 确r 胁= 骺羔 ( 2 f ，) p 口却+ ) 磁= 忆薹： ( 2 1 ) 0l 。 可以证明，只要适当选择载波之间的频率间隔厂，使a f = i t ，即可使各载波在整个 0 f d m 信号的符号周期内满足正交性。当o f d m 符号由矩形时间脉冲组成时，每个调制 载波的频谱为s i n x x 形状，其峰值相应于所有其它载波的频谱中的零点，如图2 2 ( a ) 所示。从图中可见满足正交性准则。当所有载波组合在一起时，总的频谱非常接近于 矩形频谱，如图2 2 ( b ) 所示。当子载波数无限多时，频带利用率理论上可以达到 s h a n n o n 信息论极限( 2 b a u d h z ) ，这一点同单载波相比具有明显的优越性。在实际应 用中，由于难以制作适当的奈奎斯特滤波器，单载波系统的带宽利用率很少超过8 0 。 而0 f d m 系统可能实现近1 0 0 的频谱效率。o f d m 的这一性质也可以从时域得以证明。 由于每个载波上的信息是不相关的，它们按指数规律相加，在时域内的合成信号是非 常近似于自噪声的。 q 4之o2 4 ( a ) o f d m 信号频谱 图2 - 2 2 2 实现方法 2 2 1 直接实现 q - 2 3 - 1 001 0 ( b ) 2 5 条平行信道的o f d m 频谱 o f d m 频谱图 设在一个周期 o ，刀内传输的n 个符号为( c 。，c l “c ) ，c 。为复数， c 。= a ( 1 ( ) + j b 。此复数序列经过串并变换器后调制n 个副载波，进行频分复用，如 图2 - 3 所示。 旦旦坚苎查堕墨坠望塾墨一 一 _ 誓 一 ；霄 酸出 6 一 飞。叫u 苷 一， 蟾 ，一 。t事 0 ( 0 芏w 田缸m矗 辅 捧 8 “小r 羞液 南 碣 静吲h q 6 蛐 囊 躐舻i )上 藉 接 自瓣i )= ： 一 鑫： 一 ：用她k 图2 - 30 f d m 直接实现框图 所得到的传输波形可以表示为 一l d o ) = a ( k ) c o s c 竹i ( t ) + b ( k ) s i n c o t o ) 】 ( 2 2 ) 女t 0 上式中，正= 五+ 坶，工为系统的发射载频，厂为子载波间的最小间隔，一般取 v = = 击 ( 2 3 ) 上式中，t 。为符号序列( c 。，c 1 “c 。) 的时间间隔，显然，t = 心。在接收端，d ( t ) 通过积分后得到数据系列：( o ) ，：( 1 ) ，：( 一1 ) ，；( o ) ，；( 1 ) ，i ( n 1 ) ，经 过并串变换和数据解码后恢复为原发送端数据序列。这里需要n 个相干解调器，将 调制在个正交子载波上的数据有效的分离。 2 2 2d s p 实现 采用直接方法实现o f d m 的调制，当n 很大的时候需要很多载波发生器、滤波 器、调制器和相干解调器，组成系统很复杂。不可能在实际中应用。因此，w e i n s t e i n 提出了用d s p 技术实现o f d m 的调制。设在一个周期【o ，t 1 内传输的n 个符号为 ( c 。，c l i ”c 。) ，c 为复数。第k 个符号c 调制第k 个载波e ”“，合成的o f d m 信 号为 - i x ( t ) = r _ e ( c 8 7 2 矾) ，t o ，t 】 ( 2 4 ) k = 0 令为符号序列( c 。，cj ”c 一) 的时间间隔，显然，r = 批。得 x ( t ) = r c n - i c 。e 伽砷 ：r e ( 芝c 2 辱) e 胤， - r e 。( t ) 叫：甜) ) ( 2 5 ) x ( t ) 的低通复包络为 南京理工大学硕士学位论文 0 f 瑚系统仿真与性能分析 s 咿篆n - i g e 衅 2 篓( a 。+ j “) + ( c 。s 2 万事r + s i n 2 ，r 事” = n - i ( 吼c 。s 2 厅事，一巩s i n 2 万事d + ( b kc o s 2 z 事t + a ks i n 2 z 事，) 】k = 0 14 11 = l ( t ) + j q ( t ) ( 2 6 ) 若以正= 丢为采样频率对s ( t ) 采样， 。，丁】内共有三一n 个样值 最：，。：n - i g e j 2 # 争 = 蓑c 。s 等砌一吮s ；n 等删+ j ( b ic 。s 等勋+ qs i n 斋勋， ，n = 0 ，1 2 n1( 2 7 ) s 。的实部和虚部分别是i ( t ) 和q ( t ) 在t = n t ，( n = 0 ，l ，n - 1 ) 处的抽样值。可见，s 。恰好 是c 。的逆付氏变换，将s 。低通滤波就可得到s ( t ) 。 2 3o f d m 抵抗多径衰落的措施一保护时隙 o f d m 用于传输信号的频谱带宽很宽时，除非子载波n 很大，否则难于使信号 的带宽小于信道的相干带宽，从而存在残余的码间串扰，破坏子载波间的正交性，引 起解调误差，导致误码率上升。一个比较常用的方法是在o f d m 符号前添加保护时 隙，即将符号周期由丁增加至t = t + a t ，r 是保护时隙。这时各予载波的间距仍 为1 t ，而接收机相关接收的时间也仍为 0 ，t 】。由于加保护时隙会降低频谱利用率， 所以r 一般小于r 4 。 加保护间隔后。则式( 2 4 ) 变为： n - 1 z ( f ) = r e c 8 7 2 矾) ，一r r 蔓r ( 2 8 ) 在任意时刻，o f d m 信号可表示为： 一i s ( f ) = c ( ，m ) e j 2 c w - - r ) g ( t m t7 ) ( 2 9 ) m k0 g ( 0 是每个符号的脉冲波形，定义为 o f d m 基本原理 硕士论文 酏，= 竺器 当信号经过多径信道后，接收信号可表示为 ，( f ) = j s ( t - r ) h ( r ，r ) d r + 月( r ) ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 其中h ( r ，f ) 为信道的冲击响应，n ( o 为加性高斯白噪声。 接收机在 汀，i t + 卅内对接收信号做d f t ，从上式得到输出信号为 一i 7 ”+ r g n ，= 彳1p ( f ) e - j 2 n n ( t - i t ) t d t ( 2 1 2 ) 设多径信道的冲击响应为 肘l + 村， = 占( f ) + i 。占( 卜o )( 2 1 3 ) 其中，是主信道的信号复包络， 道路径的时延，假设f 。不超过， 0 s f 。a t 丁曼o t 是第m 条路径的信号复包络 把f 。分为两类： ( 取= l ，m 1 ) ( 肌= m l + 1 ，m + 鸠) f ，是第m 条信 f 2 ，1 4 ) ( 2 1 5 ) 其中，m 。为时延不超过保护时隙的路径数目，m ：是相对时延超过保护时隙的路径数 目。 对于特定的信道而畜，多径传输的相对时延r 是恒定的，将式( 2 1 3 ) 4 t k 式( 2 1 1 ) ， 则从式( 2 1 2 ) 可以得到 州嘻矿q 笺竿k e - j 2 a n r i t 尥， 警芝立；坚卅机n 掣挚趔蜊丛趟 塑 m m 卅t 卸 j + 笺薹量笋吒e 啦机哪，7 垡学酬堑孥婴， g p l 十f ( 2 1 6 ) 其中，s i n c ( x ) = _ s i n _ x ，n n , t 为加性高额白噪声1 在上式里t 第一项为所需要的 信号乘以信道的响应，由于多径传输的影响，信道的响应已不平坦。这是由于到达接 收端的各个多径传输信号的相位在各个子信道是不同的，因而在叠加后或被加强，或 被衰减。第二项为信道问干扰o c t ) ，是其余子信道在当前时刻发送的信号对该子信道 的干扰，这一千扰是由于o f d m 信号的严格正交性被多径传输破坏所造成的。式中 南京理工大学硕士学位论文 0 f 删系统仿真与性能分析 的s i n c 函数表明，与该予信道相隔较远的子信道由于s i n c 函数的拖尾已较小，故干 扰较小，而相隔较近的子信道的干扰较大。第三项为码间干扰( i s i ) ，是各个子信道在 前一时刻发送的信号对该子信道当前时刻信号的干扰。从以上分析可以看出，接收信 号除了含有所需要的分量以外，还有信道间串扰和码间串扰，这是由于信道时延大于 保护时隙造成的。因此，选择一个适当的保护间隔，可以使o f d m 系统的子信道间 串扰和码间串扰控制在允许的范围之内。 为了更加直观地说明由于多径时延超过保护间隔而对o f d m 系统造成的影响， 图2 - 4 给出了包括6 4 个子载波的o f d m 系统内，3 种不同保护间隔长度条件下的 1 6 q a m 星座图，其信源符号等概率地从1 6 q a m 星座点中进行选取。图2 4 ( a ) 表示当 多径时延没有超过保护间隔时的情况：因为多径时延没有超过保护间隔，频率选择性 衰落被阶均衡器所补偿，星座点没有畸变。在图2 - 4 ( b ) 中，多径时延超过了保护间 隔，此时予载波之间不再保持正交。但是其超出的时间长度只占据了f f t 运算时间 长度的3 1 2 5 ，因此i s i 仍然比较小，所得到的星座图还比较清楚。在图2 - 4 ( c ) q b ， 多径时延超出保护间隔的长度已经达至8 了f f t 运算时间长度的9 3 7 5 ，此时i s i 干 扰非常严重，各个星座点已经不可辨认，误比特率b e r 极高。 ( a ) 时延扩展 保护间隔( b ) 时延扩展超过保护间隔 ( c ) 时延扩展超过保护间隔 的长度为f f t 周期的3 1 2 5 的长度为f f t 周期的9 3 7 5 图2 - 4 插入不同长度的保护间隔对o f d m 系统接收符号的影响 2 4 加窗技术 一个0 f d m 符号之内包含多个经过相移键控( p s k ) 或者正交幅度调制( q a m ) 的子载 波。其中，n 表示子载波的个数，t 表示o f d m 符号的持续时间( 周期) ， 吐( i 2 0 ，l ，2 ，n - 1 ) 是分配给每个子信道的数据符号，z 是第i 个子载波的载波频 率，矩形函数旭c f ( r ) = l ，h _ _ t 2 ，则从r = 开始的o f d m 符号可以表示为： - i s ( f ) = r e d i r e c t ( t - t ，一) e x p j 2 i r a ( t 一气) 】) f + r o f d m 基本原理 硕士论文 s ( t ) = 0 t r + ( 2 1 7 ) 根据上式，假设= 0 ，可以得到功率归一化的o f d m 信号的复包络： j ( f ) 2 丽1 缶i , - lz 删( r - ) e x p ( j 2 石力) ( 2 1 8 ) 其中而1 是功率归一化因子，= 正+ 手。0 9 d m 符号的功率谱密度i s ( 州2 为“个子 载波上信号的功率谱密度之和： i s ( f ) 1 2 = 而1 酽n - 等 ( 2 1 9 ) 在图2 - 5 中给出了n = 1 6 ，3 2 ，6 4 ，2 5 6 的o f d m 信号的功率谱密度图。纵坐标为归 一化的功率谱密度，单位为d b ，横坐标为频率f 。 图2 - 5 子载波个数分别为1 6 3 z ，6 4 和2 5 6 的o f d i i 系统的p s d 根据o f d m 符号的功率谱密度，其带外功率谱密度衰减比较慢，即带外辐射功率 比较大。随着子载波数量的增加，由于每个子载波功率谱密度主瓣和旁瓣变窄( 也就 是说它们下降的陡度增加) ，所以0 f d m 符号功率谱密度的下降速度会逐渐增加。但即 使是在2 5 6 个子载波的情况中，其- 4 0 d b 带宽仍然会是一3 d b 带宽的4 倍，如图2 5 所示。 因此为了让带宽之外的功率谱密度下降得更快，则需要对o f d m 符号采用“加窗” 技术( y i n d o w i n g ) 。对o f d m 符号“加窗”意味着：令符号周期边缘的幅度值逐渐过渡 到零。通常采用的窗类型为升余弦函数“，其定义如下： 南京理工大学硕士学位论文 0 f 删系统仿真与性能分析 l0 5 4 - o c o s ( + f 厅( 卢t ) ) w ( r ) = t o 1 0 5 + o 5 c o s ( ( t i ) 万i ( p t d ) 0 r 疋 is ，t ( 2 2 0 ) c f ( 1 + ) c 其中，t 表示加窗前的符号长度，而加窗后符号的长度应该为( 1 + ) 正，从而允许在 临时符号之前存在有相互覆盖的区域。经过加窗处理后的o f d m 符号如图2 - 6 。 一 一至蔓! 互一， + j 堑坠“一l 一一，- + ，! 麴生一 图2 - 6 经过加窗处理后的0 f d f 符号示意图 实际上一个o f d m 符号的形成可以遵循以下过程：首先，在 0 个经过数字调制的 符号后面补零，构成n 个输入样值序列，然后进行i f f t 运算。然后，i f f t 输出的最 后已。个样值被插入到o f d m 符号的最前面，而且i f f t 输出的最前面k 。肛个样值被 插入到o f d m 符号的最后面。最后，o f d m 符号与升余弦窗函数时域相乘，使得系统带 宽之外的功率可以快速下降。 图2 - 7 中给出在1 2 8 个子载波的情况下，有不同滚降系数p 的升余弦窗函数时 o f d m 符号的功率谱密度。可以看到，滚降系数为0 0 2 5 的升余弦函数可以大大的降 低带外辐射功率，而时域内由于滚降系数所造成的信号叠加只占符号周期的2 5 。 从图2 - 7 中还可以得到，p 值越大，带外辐射功率下降的也就越快，但同时也会降低 o f d m 符号对时延扩展的容忍程度。例如，即使时延信号的时延长度没有超过保护间 隔长度疋，但由于滚降系数的存在，使得非恒定信号幅度部分有可能落入到f f t 的时 间长度t 之内，而由式2 1 又可以得知，只有各个子载波的幅度以及相位在f f t 周期 t 内保持恒定，才会保证子载波之间的正交性，所以滚降系数p 的存在可能带来i c i 和i s i ，使得保护间隔的有效长度由原来的r 减小到现在的p r = 。 o f d m 基本原理 硕士论文 图2 7 滚降系数分别为0 ( 矩形函数) ，0 0 2 5 ，0 1 和0 5 的升余弦加窗函数 对0 f 咖系统功率谱密度的影响 2 。5o f d m 基本参数的选择 各种o f d m 参数的选择就是需要在多项要求冲突中进行折中考虑。通常来讲，首 先要确定3 个参数：带宽( b a n d w i d t h ) 、比特率( b i tr a t e ) 及保护间隔( g u a r d i n t e r v a l ) ，按照惯例，保护间隔的时间长度应该为应用移动环境信道的时延扩展均 方根值的2 4 倍。 一旦确定了保护间隔，则o f d m 符号周期长度就可以确定。为了最大限度的减少 由于插入保护比特所带来的信噪比损失，希望o f 黼符号周期长度耍远远大于保护间 隔长度。但是符号周期长度又不可能任意大，否则o f d m 系统中要包括更多的子载波 数，从而导致子载波间隔相应减少，系统的实现复杂度增加，而且还加大了系统的峰 值平均功率比，同时使系统对频率偏差更加敏感。因此在实际应用中，一般选择符号 周期长度是保护阀隔长度的5 倍，这样由于插入保护比特所造成的信嗓比损耗只有 l d b 左右。 在确定了符号周期和保护间隔之后，子载波的数量可以直接利用一3 d b 带宽除以 子载波间隔( 即去掉保护间隔之后的符号周期的倒数) 得到。或者可以利用所要求的比 特速率除以每个子信道的比特速率来确定子载波的数量。每个信道中所传输的比特速 南京理工大学硕士学位论文0 f 酬系统仿真与性能分析 率可以由调制类型、编码速率和符号速率来确定。 l 。有用符号持续时间 有用符号持续时间t 对子载波之间间隔和译码的等待周期都有影响，为了保持数 据的吞吐量，子载波数目和f f t 的长度要有相对较大的数量，这样就导致了有用符号 持续时间的增大。在实际应用中，载波的偏移和相位的稳定性会影响两个载波之间间 隔的大小，如果为移动着的接收机，载波间隔则必须足够大才能使得多普勒频移可以 被忽略。总之，选择有用符号的持续时间，必须以保证信道的稳定为前提。 2 予载波数 子载波数可以由信道带宽、数据吞吐量和有用符号持续时间所决定。 ：三 ( 2 2 1 ) r 子载波数可以被设置为有用符号持续时间的倒数，其数值与f f t 处理过的复数点数相 对应。在h d t v 应用中，予载波数大概在几千的范围之内，以适应数据速率和保护间 隔的要求。 3 调制模式、 o f d m 系统的调制模式可以基于功率或是频谱利用率来选择。调制的类型可以用 复数形式来表示一= + ，屯，其中符号和瓯在1 6 q a m 中为( 1 ，3 ) ，在q p s k 中为 1 。总之，应用到每一个子载波的调制模式的选择只能是数据速率需求与传输稳定 性之间的折中。另外，o f 蹦的另一个优点是不同的调制模式可以由分层服务应用到 不同的予载波。 4 时延扩展 在多径传播条件下，接收信号会产生时延扩展，或成时延散布。当发送端发送一 个极窄的脉冲信号时，由于存在多条不同的传播路径，路径长度不一样，则发射信号 沿各个路径到达接收天线的时间就不一样，而且传播路径又随移动台的变化而变化， 因而移动台接收的信号由许多不同时延的脉冲组成。由于移动台的运动，各个脉冲可 能是离散的，也可能连成一片。 时延扩展可以直观地理解为在一串接收脉冲中，最大传输时延和最小传输时延的 差值，也就是最后一个可分辨的时延信号与第一个时延信号到达时间的差值。记为， 实际上就是脉冲展宽的时间。若发送的窄脉冲的脉宽为t ，则接收信号宽度为f + 。 测试数据表明，不同环境下，平均时延扩展是不一样的。典型环境时延扩展：开 阔区 o 2 u s ；郊区0 5 u s ：城区3 u s 。 本文4 6 节中根据上述参数选择要求以及时延扩展对项工程的可行性进行了 基带系统的s y s t e m v i e w 仿真。 3 0 f 蹦中的关键技术问题 o f d m 多载波系统如上所述采用了正交频分信道所以能够在不需要复杂均衡技术 的情况下支持高速无线数据传输，并具有很强的抗衰落和抗符号间干扰( i s i ) 的能力， 但实际应用时，从原理分析来看有以下几个关键技术问题需要解决。 3 1 峰值平均功率比 在某个时刻，若多个载波以同一个方向进行累加时，就会产生很大的峰值，从而 要求功率放大器具有很大的线性区域。否则，当信号峰值进入放大器的非线性区域时， 就会使信号产生畸变，从而产生子载波间的互调干扰和带外辐射，破坏子载波间的正 交性，降低了系统性能。如果为了避免这种情况而使功率放大器工作在大功率补偿状 态下，则会导致非常低的放大效率并使发射机的成本变得非常昂贵。令一方面，若 o f d m 在移动通信中应用，由于移动终端的能量有限，从而要求高效的功率放大。因 此必须采用一定的技术来降低信号的峰均功率比。 o f d m 包络的不恒定性可用p a p r ( p e a kt oa v e r a g ep o w e rr a t i o ) 来表示，p a p r 越大，系统包络的不恒定性越大，因此要改善系统的性能，就要设法减小p a p r 。 设发送信号为 印) = 去窆或p 口“； ( 3 1 ) vk = o 根据p a p r 的定义可得： p a p r 兰 小号一隆c 。晒t 纠 慨z ， 其中也= 乏：矾z + 。 面 由上式可知，p a p r 与传输序列的自相关函数有关，为了降低o f d m 信号的p a p r 值，许多人对此进行了研究。到目前为止，已经提出了许多降低p a p r 值的技术，这 些技术划分成3 大类：限幅类技术、编码类技术和概率类技术。 文献 1 4 1 5 提出通过预编码方法，使各子载波间的传输信息相互关联，以达到 降低p a p r 的目的，这类方法有良好的数学结构，实现简单运算量小，同时因为编码 具有纠错能力，在减小p a p r 的同时又能实现前向纠错提高了频谱利用率，基于互余 序列的分组码就是其中的一种编码方案。 文献 1 6 则从实际实现的角度出发，给出了降低p a p r 的新思路。提出如果一组 o f d m 发送符号的时域信号幅度低于所要求的门限值，则将其不加任何变换地发送出 一，叫j 衙 b一加 南京理工大学硕士学位论文0 f 嘲系堕堕塞兰丝堂坌堑 去，否则则通过某种收端已知的变换方法对信号进行变换，直到其时域信号幅度满足 要求，同时以非常4 、的代价将变换中的一些参数( 如变换次数等) 发送给收方，这种方 法虽然成倍地增加了计算量，但随着微电子器件的发展，运算速度的提高，这种方法 将更引人注目。 文献 1 7 给出了选择映射( s l m ) 方法，它通过引入小的冗余来提高p a p r 的统计特 性，在s l m 中发射机产生一系列不同候选信号的集合，这些信号表示的相同信息，从 中选择最好( p a p r 最小) 的集合来发射，这样p a p r 的降低是无畸变的。文献 1 8 提出 基于部分传输序列最优组合的方法( o c p t s ) ，这种方法在同样的运算量下，取得比s l m 更好的效果。 文献 1 9 提出了采用复杂度低的压缩技术来降低p a p r ，其基本原理就是保持大 的信号、放大小的信号，它的缺点是功率放大器的输入信号的平均功率增大了，这对 大功率放大器的非线性更敏感。为此文献 2 0 将限幅和压缩方法相结合，提出压缩转 换降低p a p r 的方法，它的基本原理是压缩大的信号、放大小的信号，使得发射信号 的平均功率保持不变，这样可以提高性能。为了评估各种降低p a p r 方法的能力，需 要知道o f d m 信号中p a p r 的统计特性，文献 2 1 2 2 用不同的方法分析了o f d m 系统 中的p a p r 特性。 3 2 同步问题 在单载波系统中，载波频率的偏移只会对接收信号造成一定的幅度衰减和相位旋 转，这可以通过均衡等方法加以克服。而对于多载波系统来说，载波频率的偏移会导 致子信道之间产生干扰。o f d m 系统内存在多个正交子载波，其输出信