（通信与信息系统专业论文）无线接收机用cmos低噪声放大器的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 近些年来，无线本地局域网在家庭和生活中的作用在世界范围内得到高 速发展，无线宽带通信的发展对无线接收机( 例如适用于8 0 2 1 1 a 无线协议) 提出了越来越高的要求。而基于c m o s ( ：互, b 金属氧化物半导体) 工艺的射频集 成电路具有着广泛的市场和发展前景，无线接收机中的关键模块低噪声放大 器( l o wn o i s ea m p l i f i e r ) 则成为热点中的热点。作为接收机的第一级，低 噪声放大器的性能对整个接收机系统的性能起着至关重要的作用，因为整个 系统的信噪比( s n r ) 很大程度上取决于l n a 的噪声系数( n f ) 和增益。 因此设计性能良好的l n a 成为无线接收机设计的一个重要目标。相对而言， 国内的研究开展较晚，与国外相比还存在一定差距。因此，开展本课题的研 究具有重要意义。本项目受到国家自然科学基金支持。 本论文首先简要介绍了传统源极电感负反馈输入匹配结构的工作原理， 接着分析了该电路结构的优点以及缺点，然后针对其缺点，在保留结构优点 的基础上做出改进设计：利用一个小值l c 网络代替大感值的栅极电感l 。， 同时移除源极负反馈电感l 。采用这种改进型输入匹配结构，该文基于 o 1 8 脚b s i m 3 模型设计了一种适用于8 0 2 1 l a 无线接收机用的宽带 ( 5 1 g h z 5 8 g h z ) c m o s 低噪声放大器( l n a ) 。通过a d s 设计验证的结 果表明：该l n a 在工作频带内可以达到1 5 d b 的增益，2 7 5 3 6 5 d b 的噪声系 数，1 0 d b m 的l d b 压缩点以及良好的稳定性。虽然输入匹配由于移除源极 负反馈电感l 。受到一定影响，但是有利于降低噪声系数并减小实际制作的芯 片面积，并且，工艺上电感值小的片上螺旋电感更易实现，该设计可以应用 到工作频率在5 1 5 8g h z 的无线接收机中。 关键词低噪声放大器；输入匹配；宽带；互补金属氧化物半导体 西南交通大学硕士研究生学位论文第h 页 a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，w i r e l e s sl o c a la r e an e t w o r k ( w e a n ) i sd e v e l o p e dv e r y f a s ti nt h ew o r l da so f f i c ea n dh o m ec o m m u n i c a t i o ni n f r a s t r u c t u r e s t h ef a s t g r o w i n gd e m a n df o rb r o a d b a n dw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n sh a sc a u s e da ni n c r e a s e i nt h ed e v e l o p m e n to fw i r e l e s sr e c e i v e r s ( f o ri e e e8 0 2 11a ) t h er a d i of r e q u e n c y i n t e g r a t e d c i r c u i t sb a s e do nc m o s ( c o m p l e m e n t a r y m e t a lo x i d e s e m i c o n d u c t o r ) p r o c e s sh a v em o r ea n dm o r em a r k e t sa n dp r o s p e r o u sf u t u r e a n d a sa ni m p o r t a n tb l o c ko fw i r e l e s sr e c e i v e r s ，l o wn o i s ea m p l i f i e rh a sb e e np a i d m o r ea n dm o r ea t t e n t i o no n al n a ( l o w n o i s ea m p l i f i e r ) s e r v i n ga st h ef i r s t a m p l i f i c a t i o nb l o c ki nw i r e l e s sr e c e i v e r sp l a y sa ni m p o r t a n tr o l ei nt h er e c e i v e r s t o t a lp e r f o r m a n c es i n c ei t sn f ( n o i s ef i g u r e ) a n dg a i nc o n t r i b u t es i g n i f i c a n t l yt o t h eo v e r a l ls i g n a lt on o i s er a t i o ( s n r ) s o ，i ti sa ni m p o r t a n tg o a lt od e s i g n w e l l - p e r f o r m a n c el n af o rw i r e l e s sr e c e i v e r s h o w e v e r , t h er e s e a r c ho fl n a i n o u rc o u n t r yd e v e l o p e dl a t e rc o m p a r e dw i t ho t h e rc o u n t r i e sa n dt h e r ei ss t i l l d i s t a n c ei ns o m ew a y t h u s ，t h er e s e a r c ho ft h i sw o r ki si m p o r t a n ta n dn e c e s s a r y t h i sw o r k w a ss u p p o r t e db yn a t i o n a ls c i e n c ef o u n d a t i o no fp r c h i n a t h i st h e s i sf i r s t l yi n t r o d u c e st h ep r i n c i p l eo ft h et r a d i t i o n a ls o u r c ei n d u c t i v e d e g e n e r a t i o ni n p u ti m p e d a n c em a t c h i n ga r c h i t e c t u r e ，a n dt h e na n a l y z e s t h e a d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e so ft h i sa r c h i t e c t u r e t h r o u g ht h ea n a l y s i s ，h o l d i n g i t sa d v a n t a g e sa n db a s e do nt h ea n a l y s i so ft h el i m i t a t i o no ft r a d i t i o n a ls o u r c e i n d u c t i v ed e g e n e r a t i o na r c h i t e c t u r e ，t h i sp a p e rm a k e si m p r o v e dd e s i g n ：t ou s ea l cn e t w o r ki n s t e a do ft h el a r g ev a l u eg a t ei n d u c t o r l g ，a n dr e m o v et h es o u r c e d e g e n e r a t i o ni n d u c t o rl 。a tt h es a m et i m e a n dt h e n ，b a s e do n0 1 8 a nb s i m 3 m o d e la n dt h ei m p r o v e di n p u ti m p e d a n c em a t c h i n ga r c h i t e c t u r ei sa d o p t e d ，a w i d e b a n d ( 5 1 g h z - 5 8 g h z ) c m o sl o wn o i s ea m p l i f i e ri sd e i g n e df o rt h e8 0 2 1 l a w i r e l e s s r e c e i v e ra p p l i c a t i o n r e s u l t sb ya d ss h o wt h a tg a i no fa b o v e1 5 d b ， 2 7 5 3 6 5 d bn fa n dp l d bo f l o d b mw i t hg o o ds t a b i l i t yw i t h i nt h ef r e q u e n c y b a n d i n t e r e s t e d ( 5 1 5 8g h z ) a r eo b t a i n e d a l t h o u g h t h e i n p u t 。i m p e d a n c e m a t c h i n gi sal i t t e rd e g r a d e dd u et ot h er e m o v a lo ft h et r a d i t i o n a ls o u r c ei n d u c t o r l 。，i t si nf a v o ro fl o w e rn o i s ef i g u r e ( n f ) a n da l s os m a l l e rc h i pa r e a b e s i d e s ，i t i se a s i e rt or e a l i z es m a l ls p i r a li n d u c t o ro ns t a n d a r dc m o sp r o c e s sa n dt h i s d e s i g nc a nb ew e l lp u ti n t oa p p l i c a t i o no faw i r e l e s sr e c e i v e rw h o s ef r e q u e n c y 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i l 页 b a n di sf r o m5 1 g h zt o5 8 g i - l z k e y w o r d sl o wn o i s ea m p l i f i e r ( l n a ) ；i n p u ti m p e d a n c em a t c h i n g ；w i d e b a n d ； c m o s 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作 所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体， 均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 本学位论文的主要创新点如下： 本文基于低噪声放大器的传统源极电感负反馈输入匹配结构进行改进， 用一个小值l c 并联网络来替代传统的栅极大感值螺旋电感，并从减小电路 结构和进一步减小寄生阻抗所引起的热噪声的角度出发，移除了传统匹配结 构中用于5 0 欧姆阻抗匹配的源极负反馈电感。并基于该改进型输入匹配结构 设计了一个宽带c m o s 低噪声放大器，综合考虑其电源功耗、噪声系数、线 性范围、输入与输出匹配以及工作稳定性等性能参数，完成了可以应用在 5 g h z 频段无线接收机中的低噪声放大器的设计。 西南交通大学四南父逋大罕 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学 校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文 被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容 编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存 和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密囤，使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“ ) 学位论文作者签名： 指导老师签名：鹚坌溽 f i 期：细0 8 牛2同期： 沙黾? 冬l j 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 引言 第一章绪论 1 1 1 无线接收机与低噪声放大器简介 “无线电 这一名称大约起源于2 0 世纪初，为了区分接收话音的无线接 收机与更早期的仅仅接收脉冲电码的接收机。近几年来，无线通信得到了急 速的发展，从而极大地推动了无线接收机以及低噪声放大器( l n a ) 的研究 工作。无线接收机需要从众多的电波中选出有用的信号，并放大到解调器所 要求的电平值后再由解调器解调，将频带信号转变为基带信号。无线接收机 的方案主要有：零中频方案、超外差方案、镜像抑制接收机方案和数字中频 方案。图1 - 1 给出了一种典型的超外差式无线接收机的原理结构框图l l i 。 图1 - 1 超外差式无线接收机的原理结构框图 图1 1 射频输入后的第一级射频放大器即低噪声放大器。l n a 是无线接 收机的第一级，也是射频前端的主要部分，它的主要功能是提供足够的增益 来克服后续各级( 如混频器) 的噪声，但是为了不使其后面的混频器过载产 生非线性失真，它的增益又不宜过大。低噪声放大器在其工作频段内应当是 稳定的。其次，低噪声放大器所接收的信号是很微弱的，所以l n a 必定是 个小信号放大器，而且由于传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接 收信号的同时又可能伴随有许多强干扰信号的混入，因此要求放大器有足够 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 大的线性动态范围。最后，l n a 在提供合适的增益的同时又要尽可能少地引 入噪声，并且常常还必须对输入信号源表现为一个特定的阻抗，例如5 0 q ， 以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并能保证滤波器的性能。图1 2 是一种低噪声放大器的典型电路结构图f i 3 1 。 巧妇o 一 图1 2 一种低噪声放大器的典型电路结构图 1 1 2 低噪声放大器的主要性能指标 低噪声放大器的性能指标主要有：低的噪声系数( n f ) 、足够的线性范 围、合适的增益、输入输出阻抗匹配、输入输出间良好的隔离。对于无线通 信而言，接收机处于等待状态时，射频前端电路一直是工作的，因此还有一 个很重要的指标是低电源和低功耗。而所有这些指标往往都是互相牵连甚至 是互相矛盾的。它们不仅取决于电路的结构，对集成电路来说，还取决于工 艺技术。在设计中，如何采用折衷的原则，兼顾各项指标是十分重要的1 1 - 2 1 。 ( 1 ) 低功耗：l n a 是一个小信号放大器，必须给它设置一个静态偏置。 而降低功耗的根本方法就是采用低电源电压，低偏置电流。 ( 2 ) 噪声系数：l n a 的噪声系数与采用的工艺、电路结构、静态工作 点等都有关。 ( 3 ) 输入输出阻抗匹配：l n a 与源的匹配有两种方法，一是以获得噪 声系数最小为目的的噪声匹配，二是以获得最大功率传输为目的 的共轭匹配。 ( 4 ) 线性范围：线性范围主要由三阶互调截点职和l d b 压缩点栅来 度量的。其主要取决于器件的选择、电路结构，输入端阻抗匹配 度。 ( 5 ) 隔离度和稳定性：增大l n a 的反向隔离可以提高其工作稳定性。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 1 1 3 无线接收机对低噪声放大器的设计要求 作为无线接收机的第一级，低噪声放大器( u 呵a ) 的性能对整个无线接 收机系统的性能起着至关重要的作用，因为整个系统的信噪比( s n r ) 很大 程度上取决于l n a 的噪声系数( n f 和增益，这就要求它的噪声越小越好。 为了抑制接收机后面几级对系统的影响，要求l n a 具有一定的增益，但是 为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。低噪 声放大器一般通过传输线直接与天线或天线滤波器相连，因此，l n a 的输入 端必须和它们很好地匹配，以获得最大功率传输或者最小噪声系数1 1 - ( 1 。 1 2 低噪声放大器的研究进展 1 2 1 常见的电路结构和工艺选择 低噪声放大器分为单端结构l n a 和差分结构l n a 。差分结构的l n a 具 各抑制共模干扰能力，但对相同的总功耗而言，差分结构的噪声系数要比相 应的单端放大提高，特别是为达到相同的噪声系数，差分放大器的功耗是单 端放大器的两倍。本文主要研究的是单端结构的l n a 。图1 3 是几种常见的 c m o s 单端低噪声放大器的电路结构1 5 1 。 呻 岢 图1 - 3 几种常见的c m o s 单端低噪声放人器的电路结构 图1 - 3 ( a ) 是共源电路结构，其优点是有较大的电压增益和较低的噪声系 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 数，但是它的输入阻抗呈容性，不利于最大功率传输共轭阻抗匹配的实现； 图1 - 3 ( b ) 的共栅电路结构，其优点是可以低电压工作，并且其输入阻抗为跨 导的倒数，方便实现阻抗匹配，但是其噪声性能比较差；图1 - 3 ( 0 是以在栅 极并联一个匹配电阻来实现阻抗匹配，但是由于电阻热噪声的影响，会明显 地带来噪声系数的增大；图1 - 3 ( d ) 1 司样也存在着牺牲噪声系数来满足阻抗匹 配的问题。 目前在l n a 设计中，最常见的输入匹配结构是如图1 - 2 所示的源极电感 负反馈结构。该结构有利于降低噪声系数、实现良好的阻抗匹配、提高增益、 改善隔离度等优点。后续章节将详细阐述该结构的优点与缺点。 现代移动通信的发展要求低成本、低功耗、高集成的集成电路。在这些 集成电路中，射频前端的集成是最困难的，其中就包括无线接收机的低噪声 放大器。为了实现射频集成，选择合适的工艺技术是很重要的。 目前的射频集成电路工艺包括双极( b i p o l a r ) 、g a a s 和c m o s 工艺。工 作频率最高的是g a a s 器件，g a a s 是一种化合半导体材料，性能稳定、工艺 成熟，在超高速微电子学和光电子学中占据了重要的地位；用在射频集成电 路中的双极工艺有：纯双极( p u r eb i p o l a r ) 、b i c m o s 和s i g eh b t ( 异质结) ， 其优点在于两点，一是在相同的偏置电流下，跨导大，因此可以在较小的功 耗下获得较大的增益；二是有较高的增益带宽积，可以提高工作频率( 低于 1 0 g h z ) ；s i g eh b t 主要应用于高频大功率器件和微波集成电路，它较g a a s 器件的优势在于低成本和易于系统集成；b i c m o s 是把双极器件与c m o s 器 件共同集成在同一个s i 衬底上，其工艺处理较为复杂，成本高。c m o s 工艺 由于比双极器件的噪声低，线性好，比b i c m o s 成本低，并且具备低功耗， 高集成等优点，因此很有发展前途。随着c m o s 工艺和设计方法的不断进步， 用c m o s 工艺设计的射频低噪声放大器性能正越来越得到提高。目前最新的 c m o s 工艺已经达到9 0 n m ，为通信系统的射频与基带数字电路集成在一块 c m o s 芯片上提供了可能i ，4 l 。 最近很多射频集成电路都是采用c m o s 工艺来实现，尤其是0 1 8 f a n 的 c m o s 工艺很适于集成的片上系统( s o c ) 设计1 3 1 。本文便是基于0 1 8 a n c m o s 工艺对l n a 进行研究和设计的。 1 2 2c m o s 低噪声放大器设计的未来趋势 随着现代无线通信在世界范围内的急速发展，无线系统对射频接收机的 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 要求越来越高，l n a 作为射频接收前端的关键模块，因此对其性能也提出了 更多更高的要求。由于便携式无线通信设备的广泛需求，因此，低噪声放大 器的设计除了集中在降低噪声、阻抗匹配、线性度、稳定性、合适的增益方 面的研究之外，还特别要考虑移动设备体积小，功耗限制的问题。因此适合 于未来无线通信射频前端需求的低噪声放大器应当具有相对较小的芯片面积 ( 小型化) ，在满足合适的增益和线性动态范围的同时尽可能降低功耗，尽可 能少地在接收机中引入自身噪声，在工作的频段内能够达到一定的工作稳定 性。c m o s 低噪声放大器以其噪声低、易集成和低功耗的优点仍将是低噪声 放大器研究领域的热点1 1 s l 。 1 3 本论文的主要工作 本文基于0 1 8 a nc m o s 工艺对适用于8 0 2 1 l a 协议无线接收机用低噪 声放大器进行了研究和设计工作。在分析传统的源极电感负反馈输入结构的 优点与缺点的基础上，保留该结构的优点，在其结构基础上针对其缺点做出 改进设计，并将该改进设计应用到适用于8 0 2 1 l a 协议无线接收机用低噪声 放大器设计中，完成了一个工作频段为5 1 g h z 5 8 g h z 的宽带c m o s 低噪声 放大器的设计工作。经过a d s ( a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ) 仿真验证，本文 的设计可以在适用于8 0 2 1 l a 协议的无线接收机中得到实际应用。论文主要 工作包括： 1 简要介绍无线接收机和低噪声放大器，分析了无线接收机对低噪声放 大器各项性能指标提出的设计要求和常见的l n a 电路结构以及工艺 选择。 2 分析c m o s 低噪声放大器输入匹配结构中最常见的源极电感负反馈 结构的基本原理，得出该结构具有的优势与劣势，针对其优缺点在其 基本结构的基础上做出改进设计。 3 将改进的输入匹配结构应用到适用于8 0 2 1 l a 协议无线接收机用低噪 声放大器的整体设计中，完成一个工作频段在5 1 5 8g h z 的宽带 c m o s 低噪声放大器的设计工作。通过a d s 设计软件对设计进行了 仿真验证工作，并结合目前国内外类似的工作对仿真结果做分析比 较。 该文章的成果已被中文核心期刊微电子学以及中文核心期刊半导 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 体技术录用。本文的工作受到国家自然科学基金支持。 全文共分四章。具体内容如下： 第一章为绪论。首先简要介绍无线接收机与低噪声放大器，包括低噪声 放大器的性能指标，无线接收机对其性能要求，目前l n a 常用的电路结构， 工艺的选择以及无线接收机用c m o s 低噪声放大器的未来研究趋势。最后介 绍本文的主要工作和章节安排。 第二章为c m o s 低噪声放大器设计的基本原理。首先分析传统的源极电 感负反馈输入匹配结构的工作原理，包括噪声分析、阻抗匹配以及线性动态 范围。然后简单介绍本文设计所采用的m o s f e tb s i m 3 模型，最后分析偏 置电路的设计。 第三章从本章开始进入本文的设计内容。首先分析传统的源极电感负反 馈结构在目前无线通信设备需求下的缺点，然后针对其缺点在该结构的基础 上做出改进设计，设计出一个更适合于无线通信要求的输入匹配结构。 第四章是对低噪声放大器总体结构的设计。将第三章设计的改进型输入 匹配结构应用到低噪声放大器设计中，综合地折衷考虑低噪声放大器的各种 性能指标，完成一个适用于8 0 2 1 l a 协议无线接收机用低噪声放大器的设计 工作。并通过a d s 设计软件对设计工作进行仿真验证，结合目前国内外研究 工作对仿真结果进行了分析与比较，并总结本文所做贡献以及本文设计有待 改进的后续工作。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 第二章低噪声放大器设计的基本原理 2 1 概述 无论采用c m o s 、b i p o l a r 、g a a sf e t 工艺技术设计低噪声放大器，其电 路结构都是差不多的，都是有晶体管、偏置、输入匹配以及负载四大部分组 成。 低噪声放大器的设计指标都是互相牵连，甚至是矛盾的，因此整个设计 的过程需要权衡各种因素的影响，采取折衷考虑，兼顾各项指标。例如，对 于无线通信而言，低功耗是十分重要的，因为无线接收机处于等待状态时， 射频前端电路却一直处于工作状态，然而功耗也不能一味降低，还要综合考 虑提高增益、提高线性度等性能参数。 目前常见的低噪声电路结构有单端l n a 和双端l n a ，本文重点讨论单端 l n a 的电路结构设计，下面将详细地介绍中最常见的源极电感负反馈输入匹 配结构的工作原理。 2 2 源极电感负反馈结构 2 2 1 输入阻抗匹配分析 巧幻。一一 图2 1 源极电感负反馈电路结构 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 图2 - 1 即传统的源极电感负反馈结构示意图。首先看m o s 管m l 构成的 共源放大器，由于共源放大器的输入阻抗比较高，源极采用了电感l ，负反馈。 其小信号等效电路如图2 2 所示l 习。 图2 2 源极电感负反馈电路的小信号等效电路 图中忽略了漏栅极问的反馈电容c ，电感l 暑是栅极电感，r ，是信号源 内阻。在输入回路中( 其中，。是输入电流，屹是信号源电压) 屹“以+ 儿础譬+ 丢+ - | 也，( 1 i + g 。) ( 2 - 1 ) 所以，由( 2 1 ) 可得到输入阻抗 z 0 - j w ( l 蜃+ t ) 一l ( a c 舻) 】+ g 。t c 舻 ( 2 2 ) 为了满足对一个5 0 q 信号源的输入阻抗匹配条件，则有 z 如= 5 0 t 2 ( 2 3 ) 由( 2 - 3 ) 得到两个重要的等式 乞炉5 。 4 ) j 心“卜_ 去_ o ( 2 5 ) 设输入信号的角频率为o ) r f ，调谐输入回路使其在工作频率处串联谐振， 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 即可得到 1 2 而丽 ( 2 6 ) 由以上分析可知，在采用源极电感负反馈结构进行设计时，选择合适的 栅极电感窖以及源极电感三，即可在给定的工作频率点上实现良好的输入阻 抗匹配。 2 2 2 最优化噪声分析 噪声因子定义为 d 总的噪声输出功率 ， 1 、 。，。丽硒薪瑟丽面再爵磊丽 心 输入噪声源引起的噪声输出功率 。 图2 3 是二端口等效噪声模型图1 7 t o l 。 喃 n o i j 曲嘲 l o 聱士；o 汝 图2 3 二端口等效噪声模型 在图2 。3 的模型中，所有的噪声都表现为对无噪声网络的输入，即任何 一个二端口电路都可将其等效为一个无噪声二端口网络与电压噪声源e 。以 及电流噪声源i 。的连接。则噪声系数的表达式为【9 l ： f 。兰瞳垡匕 ( 2 8 ) f ； 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 在( 2 8 ) 中并没有假设二端口网络的两个噪声发生器是相互不相关的， 为了包括在e 。和f 。可能相关的情形，把f 。其噪声系表示成两个分量的和， 个分量i 。与e 。相关，另外一个分量f 。则不相关： f 。一f 。+ f 。 ( 2 9 ) 由于t 与e 。相关，因此可以把它看成与e 。成比例，比例常数的单位为导 纳的单位( k 是相关导纳) ： 一k 巳 ( 2 1 0 ) 联立( 2 8 ) 一( 2 1 0 ) ，得到噪声因子 f 至二区回小王! 睦丛至( 2 - 1 1 ) l - j 2l - ，2 其中k - g 。+ 以，r g ，+ 户，。( 2 - 1 1 ) 包含三个独立的噪声源，每个 都可以看成由一个等效电阻或电导产生的热噪声： r 。甭毒2 歹， 瓯一面菩歹，g j 一甭菩歹( k 是波尔兹常数，t 是绝温度，琴是测量的 噪声带宽。 当同时满足下面( 2 1 2 ) 和( 2 1 3 ) 时 b s 一一b c 一召0 g ，一 一g 掣 ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) 噪声系数最小为 似。 脬+ g c 】 仫 则噪声系数可以表示为 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 f - + 争【( g ，一) 2 + 仁，一) 2 】 ( 2 1 5 ) u ， 因此，为了使得噪声系数最小，源端阻抗必须满足特定的匹配条件，尽 管使得噪声因子最小在一定程度上有助于传输最大功率，但满足噪声系数最 小和最大功率传输的阻抗匹配条件是不一样的，为了满足最大功率传输，输 入输出一般要满足5 0 q 的阻抗匹配。具体采用何种匹配方式，应该视具体电 路而定，由于无线射频前端的输入信号很微弱，因此一般采用最大功率传输 匹配，那么就必须牺牲一部分噪声性能。 ( 2 1 5 ) 是从经典的噪声理论中得到的噪声系数一般表达式，在实际设 计时，功耗的约束往往是必须要考虑的，因此需要在其基础上进行功耗约束 噪声优化。 对于宽度为的m o s 管，在功耗约束范围内得到的噪声系数为m ： f 心4 书】 一面1 2 3m o s f e t 的设计模型 2 3 1m o s f e t 的噪声模型 ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) m o s f e t 的噪声源主要有热噪声、散粒噪声、和乃噪声( 闪烁噪声) 。 发生散粒噪声必须满足两个条件：必须要有直流流过并且还必须存在电 荷载体越过的电位壁垒。在m o s f e t 中，只有d c 栅漏电流才引起散粒噪声， 由于这一栅电流通常非常得小，所以它几乎不是一个显著的噪声源。 由于缺少一种同一的理论，乃噪声主要靠经验表示： 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 2 。竺a t ( 2 1 8 ) t “ ( 2 1 8 ) 可以看出闪烁噪声对于工作在射频频段的m o s f e t 的影响可以忽 略不计。 由于m o s f e t 本质上是电压控制的电阻，所以显示热噪声。其热噪声主 要有两个来源：漏极电流噪声和栅噪声。详细的理论研究得到了以下f e t 漏 极电流噪声的表达式：( g d 。是为零时的漏- 源电导。参数y 为m o s 管的沟 道热噪声系数，在为零时，值为1 ，并且在长沟道器件中饱和时这个值减 少到2 3 ，在短沟道情况下，达到2 3 ) 1 3 l - 2 4 k t ? g d o a t( 2 1 9 ) 除了漏极电流噪声以外，沟道电荷的热激励产生的另外一个重要的结果 就是栅噪声。波动的沟道电势通过电容耦合到栅端，引起栅噪声电流。尽管 这个噪声在低频时可以忽略不计，但在射频时占主导地位。其表达式为：( 对 于长沟道器件，栅噪声系数6 的值约为4 3 ，短沟道情况下可能要大得多) l - 略2 4 k t 6 9 9 ( 2 2 0 ) 其中，参数g g 为： 图2 4 为栅噪声电路模型1 1 3 1 础 2 c 萨2 & 。蒜 ( 2 2 1 ) 釉螺絮参 图2 4m o s f e t 栅噪声电路模型 由于漏极电流噪声和栅噪声的形成都是与沟道电荷的运动相关，因此他 们是相关的，它们的相关系数定义为1 2 l ： 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 c 。j 丝( 2 2 2 ) 毫- 2 c 一般取i 0 3 9 5 根据上面分析，m o s f e t 的噪声来源主要是漏极电流热噪声和栅噪 声，应用二端口噪声理论，将漏极电流噪声等效到输入端，等效的噪声电压 为： 一 虿。善。t 4 k t ? g d o a f ( 2 2 3 ) g 二g 二 此时嗓户，寺效电阻为o r 。南2 。等 沼 则等效的输入噪声电流为： 乏；掣e n ( j c 竹c ( 2 2 5 ) 假设m o s f e t 的输入导纳是纯电容性的，( 2 2 5 ) 表明输入噪声电流f 。，与 等效输入噪声电压e 。是完全相关的。栅噪声电流可以表示为与等效输入噪声 电压相关以及不相关的两个部分，分别以i 咿和f 咿表示，所以可以把相关导 纳表示成： k 2警。们萨+詈2_以伊iingce e 协2 6 ) 。 月 9 进一步推导，可以得到： k 一_ 们舻( 1 托| c | 专) ( 2 2 7 ) 口 其中a 。堕 gd 利用相关系数的定义，可以把引起的栅噪声表示为： 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 虿。四。4 删擒硝+ 4 肠酶譬( 【一i c l 2 ) ( 2 2 8 ) 所以最终有： 卧岳一掣 m o s f e t 的四种噪声系数概括在表2 - 1 中l a - * l 表2 1m o s f e t 两端口网络噪声参数 ( 2 2 9 ) 参数表达式 g 。 o b c 犯芦卜i c 旧 尺。 r g d o ， 1 一_ 一 g 三口g 。 鼬2 c 三( 1 一l c | 2 ) 瓯 5 9 d o 因此最小的噪声匹配为： 圳。一刚刊c i 历 g d p i i a t o c s | 而最小的噪声系数为： r 1 + 三5 旦o j t 而 ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 在( 2 3 2 ) 中，如果完全没有栅电流噪声( 即6 为零) ，那么最小噪声系 数就是0 d b 。当然这是不现实的，同时，尽管要求相关系数不现实地接近1 才能最大限度的降低噪声系数，但是提高在漏和栅电流之间的相关性的确可 以改善噪声系数。另外，假设6 ，y ，c 都是恒定不变值，则最小噪声系数只与坼 有关，并且坼越大，噪声系数越小。c m o s 工艺的发展为坼提高提供了坚 实的基础，随着m o s f e t 栅长的不断减小，可以使得c o r 不断得到提高，因 此将m o s f e t 的噪声不断地降低，这种特性使得c m o s 工艺广泛地应用在 低噪声放大器设计中。 2 3 2m o s f e t 的散射参量( s 参量) 在射频频段的实际设计中，通常考虑的并不是m o s f e t 的高频小信号等 效电路，而是把m o s f e t 看成一个黑盒子，只要了解它对外界的影响就可以， 在这样的情形下，我们便可以用网络参数来表示它。在高频时，提供j 下确的 短路或者开路条件是相当困难的，特别是在一个很广的频率范围内。而且， 有源高频电路关于他们工作的阻抗常常是模糊的，他们在端口开路或者短路 时可能发生震荡甚至停止工作，因此不能简单的用处理低频电路时的方法， 此时，需要不同的一组两端网络参数来避开上述问题，这组参数便成为散射 参量( s 参量) 1 1 3 1 。 i i b k _- - o 一 v 耘 【s l 绣 筠 l 图2 - 5s 参数 如图2 5 所示，将电压k 似，屹) 分解为入射电压波和反射电压波。可以 得出： 。 匕f = 圪+ z o i 。 ( 2 3 3 ) = k z o ，。 ( 2 - 3 4 ) 进行归一化，则归一化入射波功率口。和归一化反射波功率b 。分别为： 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 口。；_ 以+ z 。，。) 口h 2 丽p h 铊以) 小壶叱- z 以) ( 2 3 5 ) ( 2 3 6 ) 其中n 为1 , 2z o 为特性阻抗，一般取5 0 q 联立( 2 3 5 ) 和( 2 - 3 6 ) 可 以得出： 圪a 石( 4 。+ 饥) j 。一瓦( 口。一6 。) 又k 一曙+ 巧，l c + 则有： 又一+ 吁一z o ，：一z o ，：，由此可以定义s 参数： 阶降s i l & s 1 2j 倒 ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) ( 2 3 9 ) ( 2 4 0 ) ( 2 4 1 ) 由( 2 4 1 ) 可以分别看出4 个s 参量对于低噪声放大器设计的重要意义。 对于s 。有，s 。一l ，类似的，对于s 笼，亦有s ：一l ，因此s ，和是 用来衡量低噪声放大器输入端和输出端阻抗匹配情况的参量( 其中l 和l 分别是输入端反射系数和输出端反射系数) 。 对于s ，。有下式成立： v h ， s ：。一b 口2 ，l a - 0f f i 刁莎- 彘l ，甜= k i = 。 ( 2 - 4 2 ) 2 4 z o 0 0 厨 风 旦厄 里面 聋 曩 靠 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 7 页 一- _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ l _ - _ - _ _ _ _ _ _ _ - - l - _ _ - _ _ _ _ _ _ - _ - 一 因此，由上式可以看出s ：，是低噪声放大器的正向电压增益，其数值的平 方就是源端口和负载端口阻抗均为z 。时变送器的正向功率增益。与此类似， 如果把输入端口作为终端而驱动输出端口，则可以得到： v h 一 一a 鲁 a 1 - 0 - 万铣圪_ 。 ( 2 - 4 3 ) 2 4 z o s ，是反相传输系数，其数值的平方是源端口到负载端口阻抗均为z o 时 变送器的方向功率增益，该参数会影响到低噪声放大器的工作稳定性，后续 章节将详细阐述。 2 3 3m o s f e t 的l l e r 效应 m o s f e t 的m i l l e r 效应主要由栅漏电容c 产生，而在射频频段，c 一一 般占栅极主电容的3 0 5 0 ，因此必须考虑由其引起的m i l l e r 效应1 3 7 l 。 g g 争 d 图2 - 6c 一的m i l l e r 效应 如图2 6 所示，c g a 可以等效看成源极的电容c 譬和c d 。则可以根据m i l l e r 定理得到： c g 一2 c g a ( 2 4 4 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 8 页 c 一一2 c 一 ( 2 4 5 ) 可见m i l l e r 效应使得源极和漏极各增加了一个容性器件，漏极增加的电 容近似等于栅漏电容，源极增加的电容则与m o s f e t 的电压增益有关，由于 电压增益4 小于零，所以在源极增加的e 容- l b c 大，并且k i 越大，增加 的电容越大，因此为了抑制这个附加的电容，必须降低阻i ，传统的共源共 栅输入结构可以良好地解决这个问题，因为共栅极输入阻抗较小，抑制了共 源极的电压增益，从而达到抑制m i l l e r 效应的目的。因此本文设计的低噪声 放大器也是基于这种传统的结构做出的改进设计，保留了其抑制m i l l e r 效应 的优点1 1 3 1 。 、 2 3 4 深亚微米m o s f e t 器件模型 在过去的3 0 年里，人们对于m o s 晶体管的建模投入了很多的精力。缩 放比例已经使以前的二级和三级效应变成一级效应。分析公式也更加复杂。 s p i c e 模型已经从l e v e l l ，l e v e l 2 ，l e v e l 3 发展到最近的由伯克利加州 大学开发的伯克利短沟道i g f e t 模型( b s i m ，b e r k e l e ys h o r t c h a n n e li g f e t m o d e l ) b s i m l ，b s i m 2 ，b s i m 3 以及b s i m 4 。每个模型都有许多与之相关 的模型参数，参数的数量随着模型复杂性的不同会有所变化。有些参数与物 理工艺相关，例如f 。，x j , _ ，n d ，。等等。其他参数与晶体管的电流公式或者 电容公式相关，例如昨， ，a ，c m 等等。然而，还可以用另一套参数获得某些 高级的器件特性，比如短沟道效应、窄沟道效应和器件的电阻等。利用这些 参数，在模型赋值期间，s p i c e 可以使用器件电压，；来计算器件的 电流和电容。如果某些参数没有指定，则可以通过程序在内部计算。例如， 如果y 没有指定，则可以通过。来计算i 1 。 其中b s i m 3 是当前最普遍的深亚微米器件模型。它基于m o s 器件的准 二维模型，该模型既基于物理学又基于经验公式。b s i m 3 和l e v e l l 之间 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 的主要区别在于，s p i c e 将产生更加精确的结果，特别是对于那些依靠电荷 守恒进行适当操作的电路。b s i m 3 模型的目的是为了获得深亚微米m o s 晶 体管的d c 和a c 行为的主要特征。本文的所有工作都是基于o 1 8 a nm o s f e t b s i m 3 模型进行设计的。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 第三章对传统源极电感负反馈结构的改进设计 3 1 传统源极电感负反馈结构的缺点分析 目前l n a 电路结构设计中最常见的输入匹配结构是源极电感负反馈结 构，如图3 - 1 所示。该结构有利于获得高增益和低的噪声系数，但是存在一 个较大的缺陷，即往往需要提供一个大感值的栅极电感l 。而在实际标准的 c m o s 工艺下集成实现一个大感值的片上螺旋电感往往比较困难 6 , t 5 - 1 9 l ，采用片 外电感实现又不利于实现电路的集成及小型化，而在无线接收机中，设备的 小型化是必须要考虑的。并且，由于大感值栅极电感的寄生阻抗比较大，相应 产生的热噪声也会比较大，不利于降低l n a 的噪声系数，也就会降低无线接 收机的信噪比( s n r ) 。 巧山昏一 l ， r o 、捣 弋_ 望磊 图3 - 1 传统源极电感负反馈结构 本